本發(fā)明涉及電力電子技術領域，尤其是低輸入電流諧波、低壓輸出、高效率的功率因數(shù)校正技術，具體涉及一種無橋結構的反激功率因數(shù)校正PFC變換器。

背景技術：

近年來，電力電子技術迅速發(fā)展，作為電力電子領域重要組成部分的電源技術逐漸成為應用和研究的熱點。開關電源以其效率高、功率密度高而確立了其在電源領域的主流地位，但在接入不同負載時導致輸入電流發(fā)生畸變，生成無功功率并產(chǎn)生了大量的電流高次諧波污染電網(wǎng)。提高電網(wǎng)功率因數(shù)主要有兩種方式，傳統(tǒng)的方式為無源功率因數(shù)校正，即通過無源元件來進行無功補償，但限制設備功率密度提高的往往是無源元件，即電容與電感。新型的開關電源技術為有源功率因數(shù)校正技術，通過控制開關的通斷來強制輸入電流跟隨輸入電壓變化的方式來提高功率因數(shù)，舍棄了笨重的無源元件，使設備的功率密度進一步提高。

功率因數(shù)校正PFC屬于AC-DC變換，傳統(tǒng)由于隔離變壓器原邊存在整流橋，而整流橋中的二極管存在導通壓降，導致在電流過零時電流變化跟隨不上電壓變化，形成電流過零畸變，為了消除電流過零畸變需要在控制電路中加入前饋環(huán)節(jié)，大大增加了控制電路的復雜性。同時，電流流經(jīng)整流橋中的二極管時產(chǎn)生了一定的損耗，其損耗大小與二極管的通態(tài)導通壓降與輸入平均電流有關。而傳統(tǒng)變換器中，加在整流二極管兩端的電壓應力較大，故可供選擇的整流二極管的通態(tài)導通壓降較大，損耗較大，從而影響了整體效率。

技術實現(xiàn)要素：

鑒于現(xiàn)有技術的以上不足，本發(fā)明目的在于提供一種無橋結構的反激功率因數(shù)校正PFC變換器，具有高效簡潔、高功率因數(shù)、可利用軟開關技術的優(yōu)點。

本發(fā)明的上述目的通過獨立權利要求的技術特征實現(xiàn)，從屬權利要求以另選或有利的方式發(fā)展獨立權利要求的技術特征。

為達成上述目的，本發(fā)明提出一種無橋結構的反激功率因數(shù)校正PFC變換器，包括：隔離變壓器T，雙向開關S，副邊二極管橋式整流電路，輸出電容C_o，以及負載R，其中：

雙向開關S由兩個串聯(lián)的開關管Q_a、Q_b組成，其中開關管Q_a，Q_b的源極S與柵極G共用，驅動信號加在兩個開關管共用的柵極和源極之間；

主功率電路中的電壓源的一端與隔離變壓器原邊任意一端相連，隔離變壓器原邊另一端與雙向開關S的任意一端相連，雙向開關S的另一端與電壓源的另一端端相連；

隔離變壓器的副邊與二極管整流電路相連，二極管整流電路與儲能電容Co和負載R并聯(lián)。

與現(xiàn)有相比，本發(fā)明的有益效果是：

1、相對于傳統(tǒng)的反激PFC變換器，采用本發(fā)明的無橋結構的反激功率因數(shù)校正PFC變換器，與傳統(tǒng)反激PFC相比，消除了電流過零畸變的缺陷，同時減小了導通損耗，在功率因數(shù)不變的情況下，提高了整體效率。

2、采用本發(fā)明的無橋結構的反激功率因數(shù)校正PFC變換器，可以根據(jù)對輸入電壓、輸出電壓、輸出功率、整機效率的要求，合理設計磁性元件的參數(shù)，靈活配置無橋結構的反激功率因數(shù)校正PFC變換器的元器件參數(shù)。

3、本發(fā)明的無橋結構的反激功率因數(shù)校正PFC變換器簡潔高效，只需一套控制電路可以實現(xiàn)功率因數(shù)校正，成本低，可靠性高。

4、本發(fā)明的無橋結構的反激功率因數(shù)校正PFC變換器，原邊電流可以雙向流動，為利用軟開關技術減小開關損耗提供了理論基礎。

應當理解，前述構思以及在下面更加詳細地描述的額外構思的所有組合只要在這樣的構思不相互矛盾的情況下都可以被視為本公開的發(fā)明主題的一部分。另外，所要求保護的主題的所有組合都被視為本公開的發(fā)明主題的一部分。

結合附圖從下面的描述中可以更加全面地理解本發(fā)明教導的前述和其他方面、實施例和特征。本發(fā)明的其他附加方面例如示例性實施方式的特征和/或有益效果將在下面的描述中顯見，或通過根據(jù)本發(fā)明教導的具體實施方式的實踐中得知。

附圖說明

附圖不意在按比例繪制。在附圖中，在各個圖中示出的每個相同或近似相同的組成部分可以用相同的標號表示。為了清晰起見，在每個圖中，并非每個組成部分均被標記。現(xiàn)在，將通過例子并參考附圖來描述本發(fā)明的各個方面的實施例，其中：

圖1是說明根據(jù)本發(fā)明的某些實施例，無橋結構的反激功率因數(shù)校正PFC變換器的結構示意圖。

圖2是說明本本發(fā)明前述實施例的雙向開關S的等效示意圖。

圖3是說明本發(fā)明前述實施例工作在電感電流斷續(xù)模式(DCM)的原副邊電流波形示意圖。

圖4是說明本發(fā)明前述實施例在輸入電壓為110Vac和220Vac，頻率為50Hz時工作在電感電流斷續(xù)模式(DCM)下的輸入電流、輸入電壓與輸出電壓的波形示意圖。

圖5是控制電路的一個示例性示意圖。

具體實施方式

為了更了解本發(fā)明的技術內(nèi)容，特舉具體實施例并配合所附圖式說明如下。

在本公開中參照附圖來描述本發(fā)明的各方面，附圖中示出了許多說明的實施例。本公開的實施例不必定意在包括本發(fā)明的所有方面。應當理解，上面介紹的多種構思和實施例，以及下面更加詳細地描述的那些構思和實施方式可以以很多方式中任意一種來實施，這是應為本發(fā)明所公開的構思和實施例并不限于任何實施方式。另外，本發(fā)明公開的一些方面可以單獨使用，或者與本發(fā)明公開的其他方面的任何適當組合來使用。

結合圖1所示，本公開提出的一種無橋結構的反激功率因數(shù)校正PFC變換器，包括：隔離變壓器T，雙向開關S，副邊二極管橋式整流電路，輸出電容C_o，以及負載R。

結合圖2所示，雙向開關S由兩個串聯(lián)的開關管Q_a、Q_b組成，其中開關管Q_a，Q_b的源極S與柵極G共用，驅動信號加在兩個開關管共用的柵極和源極之間。

主功率電路中的電壓源V_in的一端與隔離變壓器T的原邊任意一端相連，隔離變壓器T的原邊另一端與雙向開關S的任意一端相連，雙向開關S的另一端與電壓源V_in的另一端端相連。

隔離變壓器T的副邊與二極管整流電路相連，二極管整流電路與儲能電容Co和負載R并聯(lián)。

如圖1所示，控制電路施加到前述雙向開關S的兩個開關管共用的柵極和源極之間，以及施加到二極管整流電路的一端。如圖5表示出了控制電路的一個具體示例。

結合圖1所示，設輸入電壓為v_in＝V_m sin(ωt)，其中V_m為輸入電壓最大值，輸出電壓為V_o，變壓器原副邊匝比滿足n＞V_m/V_o。

前述無橋結構的反激功率因數(shù)校正PFC變換器在工作時，分為兩個階段：啟動階段和穩(wěn)定階段，下面分別對這兩個階段進行說明。

1.啟動階段：

啟動時由于儲能電容電壓為零，在每個開關周期，開關導通時原副邊同時導通給電容充電，開關關斷時，電容電壓保持不變。啟動階段直到儲能電容C_o電壓達到V_m/n。

2.穩(wěn)定階段：

進入穩(wěn)定模態(tài)后，在每個開關周期內(nèi)，開關導通時，輸入電壓為v_in＝V_m sin(ωt)，由于折算到變壓器副邊的電壓大小為V_m/n＜V_o，根據(jù)基爾霍夫電壓定理(KVL)，原邊導通時副邊不導通，能量儲存在變壓器中。開關關斷后，變壓器中的能量轉移到副邊，為儲能電容和負載供電。對比傳統(tǒng)的整流橋在隔離變壓器原邊的反激PFC，原邊導通時通過副邊反向二極管擋 住電流流通，從而使原邊導通時副邊不導通。而本發(fā)明方案其整流橋在隔離變壓器副邊，利用基爾霍夫電壓定理(KVL)，通過調(diào)整變壓器匝比n，使得原邊導通時副邊不導通，而整流橋中二極管電壓應力僅為輸出電壓大小，首先從原理上消除了電流過零畸變的缺陷，其次在選擇整流二極管時，可選擇通態(tài)導通壓降較小的二極管，從而提高整體效率。

該反激功率因數(shù)校正PFC變換器由電壓模式控制或者峰值電流模式控制。

該反激功率因數(shù)校正PFC變換器受外部控制電路驅動而工作于下述模式中的一種:電流連續(xù)模式(CCM)、電流臨界連續(xù)模式(CRM)、電流斷續(xù)模式(DCM)。

圖3為本發(fā)明實例一工作在電感電流斷續(xù)模式(DCM)的原副邊電流波形。

圖4為本發(fā)明實施例一在輸入電壓為110Vac和220Vac，頻率為50Hz時,輸出電壓為100V，輸出功率為100W，工作在電感電流斷續(xù)模式(DCM)下的輸入電流、輸入電壓與輸出電壓的波形，從圖中可以看出，變換器在全電壓范圍內(nèi)均能正常穩(wěn)定地工作，實現(xiàn)了功率因數(shù)校正的功能。

雖然本發(fā)明已以較佳實施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明。本發(fā)明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當可作各種的更動與潤飾。因此，本發(fā)明的保護范圍當視權利要求書所界定者為準。