本發(fā)明涉及具有初級(primary)繞組側(cè)的電流控制和傳播延遲補償?shù)碾娏鬓D(zhuǎn)換器。具體地，本公開涉及可以被用在針對固態(tài)發(fā)光(SSL)裝置的電源中的轉(zhuǎn)換器，并且更加具體地涉及包括包含了發(fā)光二極管(LED)陣列的燈的裝置。

背景技術(shù)：

使用LED的發(fā)光裝置的線下驅(qū)動電源包括控制電路和用于保持在控制電路和負載(LED)之間安全絕緣的變壓器。在這些電路中，常常希望在不利用使用在次級繞組側(cè)獲得的信號的反饋電路的情況下，調(diào)節(jié)用于驅(qū)動LED的直流輸出電流。這樣，在變壓器的次級側(cè)，不需要電流檢測元件、參考電壓源或故障放大器，也不需要用于將故障信號傳遞給布置在初級側(cè)的控制電路的光耦合器。通常，還期望高功率因子(Hi-PF，高于0.9)以滿足電流諧波的發(fā)射限制(根據(jù)歐洲標準IEC 61000-3-2和日本標準JEITA-MITI)。

為了獲得上述特性，已知例如根據(jù)圖1的電路圖制造的Hi-PF反激式開關(guān)轉(zhuǎn)換器(同樣參見C.Adragna的"Primary-Controlled High-PF Flyback Converters Deliver Constant Dc Output Current"Europe Power Electronics Conference,Sept.2011，參考其獲得更多細節(jié))。

圖1示出包括了橋式整流器2和反激式轉(zhuǎn)換器3的電源1。

橋式整流器2具有兩個輸入端子10a、10b，被設(shè)計用于以頻率f_L接收交流供電電壓V_ac，以及提供輸入電壓V_in(θ)的兩個輸出端子，其中θ是供電電壓V_ac的相位。橋式整流器2的輸出端子分別連接到第一參考電勢線(第一接地12)和輸入節(jié)點13。

反激式轉(zhuǎn)換器3包括濾波電容器C_in，其連接在輸入節(jié)點13和第一接地12之間并操作為高頻平滑濾波器；包括初級繞組L_p、次級繞 組L_s、以及輔助繞組L_aux的變壓器4；控制模塊15；包括第一分壓電阻器R_a和第二分壓電阻器R_b的電阻分壓器16；由功率晶體管形成的功率開關(guān)M，例如MOSFET；具有電阻R_aux的輔助感測電阻器21；具有電阻R_s的初級感測電阻器19；以及鉗位電路20。

具體地，變壓器4的初級繞組L_p具有連接到輸入節(jié)點13的第一端子4a和第二端子4b。次級繞組L_s具有第一端子4c和第二端子4d，后者連接到第二參考電勢線(第二接地17)。輔助繞組L_aux具有連接到第一接地12的第一端子4e和第二端子4f。如圖1所圖示，初級、次級和輔助繞組L_p、L_s、L_aux與正極端子4b、4c和4f耦合在一起，。

第一分壓電阻器R_a連接在輸入節(jié)點13和中間節(jié)點14之間。第二電阻器R_b具有連接到中間端子14的第一端子和連接到第一接地12的第二端子。中間節(jié)點14耦合到控制模塊15的第一輸入端子MULT并根據(jù)下面等式(1)通過電阻分壓器16的分壓比K_p＝R_b/(R_a+R_b)提供與輸入電壓V_in(θ)成比例的第一電壓信號A(θ)：

A(θ)＝K_pV_in,pk sinθ (1)

其中$V_{in,pk}=\sqrt{2}{V}_{in}$

輔助感測電阻器21連接在輔助繞組L_aux的第二端子4f與控制模塊15的第二輸入端子ZCD之間。初級感測電阻器19連接在功率開關(guān)M的源極端子和第一接地12之間。此外，功率開關(guān)M的源極端子連接到控制模塊15的第三輸入端子CS并向其提供感測電壓Vcs(t,θ)，其在功率晶體管M接通時(即，在初級繞組L_p的磁化期間)正比于初級繞組L_p中的電流。事實上，在功率開關(guān)M接通時初級感測電阻器19檢測在初級繞組L_p中流動的電流I_p(t,θ)。

晶體管M還具有連接到初級繞組L_p的第二端子4b的它的源極端子和連接到控制模塊15的輸出端子GD的它的柵極端子。

鉗位電路20被布置在初級繞組L_p的第一和第二端子4a,4b之間，用于限制例如由寄生電感引起的開關(guān)M的漏極端子上的電壓尖峰。

在次級繞組L_s側(cè)，反激式轉(zhuǎn)換器3包括輸出二極管D和輸出電容器C_out。輸出電容器C_out例如是電解電容器類型并具有耦合到第一 輸出端子22和第二輸出端子23的正極板和負極板，第一輸出端子22和第二輸出端子23進而耦合到負載18。第二輸出端子23耦合到第二接地17。輸出二極管D具有連接到次級繞組L_s的第一端子4c的它的陽極并具有連接到第一負載端子22的它的陰極?？巛敵鲭娙萜鰿_out的電壓因此是提供到負載18的輸出電壓V_out，這里負載18是一系列的二極管，例如LED。

控制模塊15包括參考電流源級24和比較器級25。

具體地，參考電流源級24(在專利申請US 2013/0088897中詳細描述的)具有連接到控制模塊15的第一輸入端子MULT的第一輸入，連接到控制模塊15的第四端子CT的第二輸入，以及生成可根據(jù)供電電壓V_ac的相位θ變化的參考電壓V_csREF(θ)的輸出27，如在下文中詳細解釋的。

比較器級25包括比較器26、置位-復(fù)位類型的鎖存器觸發(fā)器28。驅(qū)動器30、啟動電路32、OR類型的邏輯門34，以及過零檢測器(ZCD)36。

比較器26具有連接到參考電流源級24的輸出27的反向輸入和連接到控制模塊15的第三輸入端子CS的非反向輸入。

比較器26的輸出連接到觸發(fā)器28的復(fù)位輸入R，其輸出Q連接到驅(qū)動器30的輸入，驅(qū)動器30的輸入耦合到控制模塊15的輸出端子GD。輸觸發(fā)器28的輸出Q進一步通過啟動電路32連接到輸觸發(fā)器28的置位輸入。具體地，啟動電路32的輸入連接到觸發(fā)器28的輸出Q，并且啟動電路32的輸出連接到第一邏輯門34的第一輸入。第一邏輯門34具有連接到ZCD電路36的第一輸出的第二輸入和耦合到觸發(fā)器28的置位輸入的輸出。ZCD電路36具有連接到控制模塊15的第二輸入端子ZCD的輸入。

參考電流源級24包括電壓控制的電流源40，其具有連接到中間節(jié)點14的控制端子；分壓器41，連接在中間節(jié)點14和控制塊15的第四節(jié)點CT之間；第一開關(guān)42；第二開關(guān)43；以及第四電阻器R_T。

電流源40具有提供與輸入電壓V_in(θ)成比例的電流I_CH(θ)的輸出 端子44。第一開關(guān)42連接在電流源40的輸出端子44與第一接地12之間。第二開關(guān)43連接在電流源40的輸出端子44與控制模塊15的第四端子CT之間。第四電阻器R_T耦合在控制模塊15的第四端子CT與第一接地12之間并生成第二電壓信號B(θ)。

開關(guān)42、43通過由ZCD電路36生成的邏輯類型(相等和反相)的相位信號FWN和FW支配?？刂颇K15的第四端子CT連接到高值的外部電容器C_T，選擇高值以使得第二電壓信號的交流分量B(θ)(在等于供電電壓V_ac的頻率的兩倍的頻率處)至少以第一近似相比于直流分量B₀可忽略。該條件通常被滿足也是因為在Hi-PF反激式轉(zhuǎn)換器中控制回路具有遠低于供電電壓V_ac的頻率的帶寬。

圖1的電源1的操作在下文中參考圖2和圖3進行描述，并在上面提及的C.Adragna的論文中詳細描述。

應(yīng)當注意，在反激式轉(zhuǎn)換器3中，當在Hi-PF條件下操作時，濾波電容器C_in不作為能量庫操作，以使得輸入電壓V_in是經(jīng)整流的正弦(Vin(θ)＝V_in,pk|sinθ|withθ∈(0,π))。

在這些條件中，根據(jù)等式(1)，電壓A(θ)與輸入電壓V_in(θ)成比例。此外，如上所述，因為可以將第二電壓信號B(θ)相對于直流值B₀近似，所以分壓器41的輸出上的參考電壓V_csREF(θ)為

$V_{csREF}\left(\mathrm{\θ}\right)=K_D\frac{A\left(\mathrm{\θ}\right)}{B_o}---\left(2\right)$

其中K_D是比例常數(shù)，等于分壓器41的增益。參考電壓V_csREF(θ)因此是正弦電壓，其值基于等式(1)取決于供電電壓V_ac的有效值。

比較器26將參考電壓V_csREF(θ)與感測電壓Vcs(t,θ)相比較，感測電壓Vcs(t,θ)與初級繞組L_p中以及(當開關(guān)M接通時)開關(guān)M中的電流I_p(t,θ)成比例。

假定開關(guān)M初始閉合，則通過初級繞組L_p的電流如感測電壓Vcs(t,θ)一樣初始增加。當后者到達參考電壓V_csREF(θ)時，比較器26切換并重置觸發(fā)器28的輸出。因此，功率開關(guān)M被斷開。這樣，如所述的具有經(jīng)整流的正弦形狀的第一電壓信號A(θ)確定初級繞組L_p中的電流I_p(t,θ)的峰值，其因此由經(jīng)整流的正弦所包絡(luò)。

當開關(guān)M斷開時，存儲在初級繞組L_p中的能量通過磁耦合被傳遞到次級繞組L_s，并進而傳遞到輸出電容器C_out和負載18，直到次級繞組L_s完全被去磁化。

在開關(guān)M的斷開之后并且只要電流在次級繞組L_s中流動，開關(guān)M的漏極端子的電壓等于V_in(θ)+V_R，其中V_R是所謂的反射電壓，等于n·V_out，其中n等于變壓器4的初級繞組L_p的匝數(shù)和次級繞組L_s的匝數(shù)之間的比率。

在次級繞組L_s的去磁化之后，二極管D斷開且開關(guān)M的漏極端子變?yōu)楦≈?，并且通過由寄生電容與初級繞組L_p振蕩所引起的衰減振蕩，傾向于假定電壓等于輸入電壓V_in(θ)的瞬時值。然而，跟隨變壓器的去磁化的開關(guān)M的漏極端子上的快速的電壓降被耦合到控制模塊15的第二輸入端子ZCD，并進而通過輔助繞組L_aux和第三電阻器R_aux耦合到ZCD電路36，如在下文中更為詳細地描述。

每當ZCD電路36檢測到控制模塊15的第二輸入端子ZCD上的電壓的下降沿降低到閾值(圖2中的V_ZCDt)之下時，ZCD電路36在其連接到比較器26的輸出上生成脈沖S。該脈沖迫使對觸發(fā)器28置位，觸發(fā)器28的輸出切換，接通功率開關(guān)M并引起新的開關(guān)循環(huán)的開始。

啟動電路32通過邏輯門34使得能夠在反激式變壓器3接通時(即，當還沒有信號出現(xiàn)在控制模塊15的第二輸入端子ZCD上時)，開始第一開關(guān)循環(huán)，并且在控制模塊15的第二輸入端子ZCD的信號出于某種原因丟失的情況下，進一步阻止反激式轉(zhuǎn)換器3保持阻斷。

ZCD電路36同樣生成相位信號FW和FWN，其被提供至開關(guān)42、43(如針對信號FW的圖2所圖示的)。具體地，相位信號FW在變壓器的去磁化期間為高，并用于生成第二電壓信號B(θ)的正確值，以調(diào)節(jié)直流輸出電流的期望值，如在引用的C.Adragna的論文中示出的。

在圖1的電路中，當開關(guān)M接通時，控制模塊15的第二輸入端子ZCD(通過控制器，未圖示)連接到第一接地12。因此，跨輔助 感測電阻器21的電壓等于輔助繞組L_aux上的輔助電壓V_aux。在該周期中，初級感測電阻器19上和開關(guān)M上的電壓降可忽略，并且輸入電壓V_in基本上完全被施加在初級繞組L_p上，在端子4a和4b之間。因此，輔助電壓V_aux和輔助感測電阻器21中的電流與輸入電壓V_in成比例。

當開關(guān)M斷開時，控制模塊15的第二輸入端子ZCD從第一接地12斷開耦合，并且第二輸入端子ZCD的電壓V_ZCD根據(jù)與次級繞組L_s與輔助繞組L_aux之間的匝數(shù)比相關(guān)聯(lián)的比例系數(shù)來跟隨輸出電壓V_out的曲線圖。在次級繞組L_s的去磁化之后，具體地，第二輸入端子ZCD上的電壓傾向于快速下降，如輔助感測電阻器21中的電流一樣，如圖2中詳細地圖示出。

圖2中示出了在反激式轉(zhuǎn)換器3中生成的信號的示例，其中跟隨輸入電壓V_in的模式的一些量具有直線型拉伸(rectilinear stretches)，假定開關(guān)頻率f_s(千赫茲的數(shù)量級)遠遠高于輸入電壓V_in的頻率f_L(一般為50-60Hz)。

具體地，圖2示出了下面的量：

–開關(guān)M的漏極與源極端子之間的電壓V_DS；

–電壓V_in,pksinθ，其中V_in,pk是輸入電壓V_in的峰值；

–輔助繞組L_aux上的電壓V_aux；

–控制模塊15的第二輸入端子ZCD上的電壓V_ZCD；

–電壓V_ZCD的閾值V_ZCDt，其中ZCD電路36生成提供至邏輯門34的脈沖；

–提供至觸發(fā)器28的置位與復(fù)位脈沖S、R；

–在控制模塊15的輸出端子GD上提供的并且驅(qū)動開關(guān)M的接通與斷開的電壓V_GD；

–感測電壓Vcs(t,θ)；

–次級繞組L_s中的電流I_s(t,θ)；以及

–當變壓器4的去磁化發(fā)生時的續(xù)流(freewheel)相位信號FW。

此外，圖2突出了下面的周期：

–當開關(guān)M接通時并進而表示變壓器4的芯的磁化的周期T_ON；

–當變壓器4的芯去磁化時的周期T_FW；以及

–周期T_R，即，在壓器4的芯的完全去磁化與隨后的開關(guān)M的接通(即，變壓器4的芯的新的磁化的開始)之間流逝的周期。

因此通過T(θ)＝T_FW(θ)+T_R+T_ON給出了開關(guān)周期T。

圖3中示出了所得到的電流I_p(t,θ),I_s(t,θ)，以及對應(yīng)峰值I_pkp(θ),I_pks(θ)的對應(yīng)包絡(luò)，和初級繞組L_p中的電流的逐個循環(huán)的平均I_in(θ)的曲線。

出于實踐性目的，反激式轉(zhuǎn)換器3是準諧振的類型。實際上，盡管具有延遲，晶體管M的接通與變壓器4的完全去磁化的時刻同步(即，與次級繞組中的電流變?yōu)?的時刻同步)。相反，理論上晶體管M的斷開通過檢測到當初級繞組L_p中的電流I_p到達所提供的閾值(V_csREF(θ)/R_s)時來確定。此外，反激式轉(zhuǎn)換器3是電流模式控制類型，并且具體地是峰值電流模式控制類型。再次指出，由于在感測電阻器R_s中并進而在初級繞組L_p中流動的電流的峰值包絡(luò)是正弦的，因此獲得高于0.9的功率因子。

如在上面提及的C.Adragna的論文中所示的，在負載18中流動的調(diào)節(jié)后的直流輸出電流I_out由下面等式給出

$I_{out}=\frac{n{K}_D}{2Rs{G}_M{R}_T}---\left(3\right)$

其中n是變壓器4的初級繞組L_p的匝數(shù)和次級繞組L_s的匝數(shù)之間的比率，K_D是分壓器41的增益(參見等式(2))并且G_M是電流源40的跨導。因此，在僅使用在變壓器4的初級繞組L_p上可得的量的瞬時控制方案的情況下，平均(mean)輸出電流I_out理想地僅取決于可以由用戶選擇的諸如n和R_s的外部參數(shù)或諸如G_M,R_T和K_D的固定參數(shù)，且不取決于輸出電壓V_out或輸入電壓V_in或開關(guān)頻率f_s＝1/T(θ)。

然而，在圖1的電路中，由于傳播延遲，使得在感測電壓Vcs(t,θ)到達參考電壓V_csREF(θ)時，即，在初級繞組中L_p的電流I_p(t,θ)到達提供的閾值V_csREF(θ)/R_s時，晶體管M沒有立即斷開，而是保持接通達被稱為“總傳播延遲T_D”的另外一段時間，如圖4中所示的。具體 地，總傳播延遲T_D由比較器26的開關(guān)延遲、驅(qū)動器30的傳播延遲、以及功率開關(guān)M的斷開延遲特性之和給出。隨后初級繞組中L_p的電流比理想值高出等于如下等式中的量ΔI_P(θ)

${\mathrm{\ΔI}}_P\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{Vin\left(\mathrm{\θ}\right)T_D}{L_P}---\left(4\right)$

并且因此調(diào)節(jié)后的直流輸出電流I_out隨著輸入電壓V_in的有效值而增加。

為了補償與輸入電壓V_in相關(guān)聯(lián)的峰值電流的增加，在市場上可得的電源中，與輸入電壓V_in成比例的正向偏移電壓被添加到感測電壓Vcs(t,θ)中，如圖5中所圖示的。

圖5示出了類似于圖1的電源1的反激式電源50。因此，反激式電源50的與圖1的電路圖的那些元件共用的元件被由相同的附圖標記所指定，并將不再重復(fù)對其的描述。

反激式電源50包括前饋電阻器51，該前饋電阻器51具有電阻R_FF并連接在開關(guān)M的源極端子和控制模塊15的第三輸入端子CS之間；以及前饋電流源52，生成前饋電流I_FF并由通過ZCD電路36生成的并與在輔助感測電阻器21中流動的輔助電流I_aux成比例的控制電流I_ZCD支配，在開關(guān)接通的時間段期間，該控制電流I_ZCD通過ZCD電路36生成的并與在輔助感測電阻器21中流動的輔助電流I_aux成比例。例如，控制電流I_ZCD等于輔助電流I_aux并經(jīng)由電流鏡電路生成。

在該假設(shè)的基礎(chǔ)上，如前面所提及的，因為在晶體管M的接通周期T_ON期間，控制模塊15的第二輸入端子ZCD連接到第一接地12，因此在輔助感測電阻器21中流動的輔助電流I_aux和控制電流I_ZCD為

$I_{aux}\left(\mathrm{\θ}\right)=I_{ZCD}\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{mVin\left(\mathrm{\θ}\right)}{R_{aux}}---\left(5\right)$

其中m是輔助繞組L_aux和初級繞組L_p之間的匝數(shù)比。

前饋電流源I_FF是電流鏡，其根據(jù)下面關(guān)系生成與電流I_ZCD成比例的電流

I_FF(θ)＝K_FF I_ZCD(θ)

其中K_FF是電流鏡的增益。

前饋電流I_FF被提供到前饋電阻器51，前饋電阻器51生成額外的反饋電壓V_FF。設(shè)定R_FF>>R_S，得到：

$V_{FF}\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{FF}m\frac{R_{FF}}{R_{aux}}Vin\left(\mathrm{\θ}\right)---\left(6\right)$

由于傳播延遲，使得額外的反饋電壓V_FF等于電壓步長

ΔV_CS(θ)＝R_SΔI_P(θ)＝V_FF(θ)

并且與等式(4)結(jié)合，得到對得到補償有用的前饋電阻器的電阻值R_FF：

$R_{FF}=\frac{1}{K_{FF}}\frac{1}{m}\frac{R_{aux}{R}_S}{L_P}{T}_D---\left(7\right)$

實踐中，施加到比較器26的電壓相對于初級感測電阻器19上的電壓V_p增加一個值，以使得預(yù)期比較器26的切換增加等于總傳播延遲T_D的一定時間。這樣，當比較器26切換時，在初級感測電阻器19中流動的電流I_P低于閾值，并且當功率開關(guān)M以延遲T_D斷開時，電流I_P已經(jīng)到達期望的閾值，如圖6中所圖示的。

隨后，如果總傳播延遲T_D恒定，則由于總傳播延遲導致的與輸入電壓V_in成比例的由次級繞組L_s提供的輸出電流的變化可以由此得到補償。然而，如果總傳播延遲T_D變化，該補償同樣是不充分的。

這在獲得直流輸出電流的高準確度(值甚至低于±3％)愈發(fā)重要的固態(tài)照明裝置中是一個問題，利用圖5中表示的補償技術(shù)不能一直實現(xiàn)高準確度。

另外，根據(jù)用戶的應(yīng)用和要求，所描述的電源與不同的功率晶體管M使用。市場上可得的功率晶體管M具有類似的靜態(tài)特性，尤其是類似的飽和電阻R_DS-on，但是具有不同的開關(guān)特性，尤其是不同的開關(guān)時間。因此，輸出電流根據(jù)使用的功率晶體管而變化。這要求基于等式(7)，根據(jù)應(yīng)用和功率開關(guān)，對前饋電阻器51的值進行修改與適應(yīng)。然而，這種設(shè)置復(fù)雜且成本高。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于改進所描述類型的電流轉(zhuǎn)換器，使得克服其限 制，特別是使得它生成與供電電壓V_ac的變化和傳播延遲的變化二者無關(guān)的直流輸出電流。

根據(jù)本發(fā)明，提供了針對用于開關(guān)式電流轉(zhuǎn)換器的開關(guān)的控制電路、開關(guān)式電源、以及相應(yīng)的控制方法，如在權(quán)利要求1、11和12中限定的。

實踐中，本公開的控制電路基于提供前饋電流的原理，所述前饋電流不僅與輸入電壓V_in成比例，而且與總傳播延遲T_D成比例。具體地，本公開的電源提供具有補償電流I_COMP的前饋電阻器51：

I_COMP(θ,T_D)＝K_FF0 Vin(θ)T_D (8)

其中K_FFO為常數(shù)。

為了這樣做，由于傳播延遲ΔV_CS(θ)＝RSΔI_P(θ)并考慮了等式(4)，使得正偏移R_FF I_FF(θ,T_D)等于感測電壓步長，這使得：

$R_{FF}{K}_{FF0}Vin\left(\mathrm{\θ}\right)T_D=R_S\frac{Vin\left(\mathrm{\θ}\right)T_D}{L_P}---\left(9\right)$

等式(9)示出了輸入電壓V_in和總傳播延遲T_D二者可以通過使用具有電阻R_FF的前饋電阻器51得到補償：

$R_{FF}=\frac{R_S}{L_P}\frac{1}{K_{FFO}}---\left(10\right)$

附圖說明

為了更好地理解本發(fā)明，現(xiàn)僅以非限定性示例的方式，參考附圖來描述優(yōu)選實施例，其中：

–圖1示出已知的開關(guān)式電源的電路圖；

-圖2至圖4示出在圖1中圖示的開關(guān)式電源內(nèi)生成的信號的時間圖；

–圖5示出另一開關(guān)式電源的電路圖；

–圖6示出圖5的電路的一些量的時間圖；

–圖7示出本公開的開關(guān)式電源的實施例的簡化電路圖；

–圖7A示出用于圖7的電源的一些量的時間圖；以及

–圖8示出圖7和圖7A的電源的一些量的時間圖。

具體實施方式

圖7示出具有圖4的電源50的一般性結(jié)構(gòu)的開關(guān)式電源100。因此，開關(guān)式電源100與圖4的電路圖共用的元件由相同的附圖標記指定并將不再對其進行描述。

開關(guān)式電源100包括在圖7A中詳細示出的電流源級101，電流源級101接收由ZCD電路36提供的控制電流I_ZCD和分別由邏輯門34和比較器26(下文中也被稱為占空比比較器26)生成的置位與復(fù)位信號S、R(下文中也被稱為占空比置位與復(fù)位信號S、R)，并生成補償?shù)碾娏鱅_COMP。

參考圖7A，電流源級101包括延遲估計塊102和電流源塊103。

延遲估計塊102包括第一電流鏡生成器105，該電流鏡生成器105由控制電流I_ZCD控制并在輸出110處提供與控制電流I_ZCD成比例(特別是相等)的第一鏡電流I_CH1；輔助比較網(wǎng)絡(luò)109；估計比較器113；以及置位/復(fù)位類型的鎖存器觸發(fā)器114。

輔助比較網(wǎng)絡(luò)109包括輔助電流感測電阻器111，其耦合在第一電流鏡生成器105的輸出110和第一接地12之間并具有電阻R₁；以及濾波支路112，其并聯(lián)地連接到輔助電流感測電阻器111。

濾波支路112進而包括具有電阻R_D的濾波器電阻器115，以及具有電容C_D的濾波器電容器116，它們串聯(lián)地連接在一起并限定了中間節(jié)點118。濾波器電阻器115連接在第一電流鏡生成器105的輸出與中間節(jié)點118之間。濾波器電容器116連接在中間節(jié)點118與第一接地12之間。用于生成幾十毫伏電壓偏移的偏移電壓源117被布置在第一電流鏡生成器105的輸出與估計比較器113的反向輸入之間。估計比較器113進一步包括直接耦合到中間節(jié)點118的非反向輸入和連接到鎖存器觸發(fā)器114的復(fù)位輸入R1的輸出。鎖存器觸發(fā)器114進一步具有接收由觸發(fā)器28(圖7)生成的復(fù)位信號R并調(diào)節(jié)開關(guān)M的占空比的置位輸入S1。鎖存器觸發(fā)器114進一步具有連接到電流源塊103的它的輸出Q1。

電流源塊103包括第二電流鏡生成器120，其接收控制電流I_ZCD 并輸出與控制信號I_ZCD成比例(特別是相等)的第二鏡電流I_CH2；控制開關(guān)121，耦合在第二電流鏡生成器120的輸出與控制節(jié)點122之間；放電開關(guān)123，布置在控制節(jié)點122和第一接地12之間；充電電容器125，具有電容C_TR并被布置在控制節(jié)點122和第一接地12之間；傳遞開關(guān)126，耦合在控制節(jié)點122和傳遞節(jié)點127之間；以及保持電容器128，具有電容C_H并被耦合在傳遞節(jié)點127和第一接地12之間。充電電容器125、傳遞開關(guān)126以及保持電容器128形成跟蹤與保持類型的存儲器元件130，如下文中詳細解釋的。

輸出節(jié)點127被進一步耦合到補償電流源131的控制輸入，補償電流源131輸出提供給圖7的前饋電阻器51的補償電流I_COMP。電流源塊103進一步接收由圖7的邏輯門34生成并被饋送到傳遞開關(guān)126的控制輸入，并通過延遲元件132饋送到放電開關(guān)123的控制輸入的置位信號S。

下文中將描述圖7、圖7A的電路的操作。

由占空比比較器26(圖7)生成的復(fù)位信號R在當初級感測電阻器19上的感測電壓V_cs到達參考值V_csREF時，將鎖存器觸發(fā)器114置位，鎖存器觸發(fā)器114在等于總傳播延遲T_D的估計值之后被估計比較器113復(fù)位，如下文中解釋的。

事實上，第一電流鏡生成器105向輔助比較網(wǎng)絡(luò)109提供等于控制電流I_ZCD的第一鏡電流I_CH1。通過選擇電阻器111、115的電阻R₁、R_D的值，使得R₁<<R_D，并且通過選擇濾波器電容器116的電容C_D，使得濾波器支路112形成在穩(wěn)態(tài)條件下具有納秒級時間常數(shù)的低通濾波器，由第一電流鏡生成器105提供的電流I_CH1實際上在完全地在第一輔助電流感測電阻器111中流動，使得第一電流鏡生成器105的輸出節(jié)點110上的電壓為：

V_R1(θ)＝R₁ I_ZCD(θ)

相反，濾波器支路112提供給估計比較器113以與第一鏡電流I_CH1從而與控制電流I_ZCD的延遲值相關(guān)的電壓值。

這樣，輔助比較網(wǎng)絡(luò)109提供給估計比較器103以與瞬時值相 關(guān)的信號和輔助電流I_aux的延遲信號，以使得當輔助電流I_aux下降時(圖8的曲線的彎曲部)能夠檢測瞬時值。

具體地，鑒于由源117生成的偏移電壓，當開關(guān)M斷開時(圖8的定時中的周期t₀-t₁)，估計比較器113的反向輸入比非反向輸入處于更高的電勢，并且估計比較器113的輸出R1為低。鑒于其遠低于開關(guān)頻率f_s的頻率f_L，這一行為在輸入電壓V_in的整個半周期中重復(fù)。

一旦占空比比較器26切換并且占空比復(fù)位信號R變?yōu)楦?時刻t₁)，則估計觸發(fā)器114切換，且它的輸出信號Q1變高。

在時刻t₂，當晶體管M斷開時(以等于總傳播延遲T_D的延遲，如上面所解釋的)，輔助電流I_aux下降，如控制電流I_ZCD一樣，如在圖8的曲線圖中表示的，因此第一鏡電流I_CH1確定第一電流鏡生成器105的輸出110上的急劇電壓下降，并因此確定估計比較器113的切換，其將估計觸發(fā)器114復(fù)位，估計觸發(fā)器114的輸出Q1變低。

隨后，估計觸發(fā)器114的輸出Q1具有寬度等于總傳播延遲T_D的脈沖并因而表示延遲估計信號，延遲估計信號的參數(shù)(脈沖寬度)與總傳播延遲T_D相關(guān)。

估計觸發(fā)器114的輸出Q1對控制開關(guān)121的接通與斷開進行控制。準確地來講，一旦估計觸發(fā)器114的輸出信號Q1變高(時刻t₁)，當占空比比較器26的反向輸入上的感測電壓V_cs到達它的閾值(V_csREF)時，控制開關(guān)121閉合并且等于控制電流I_ZCD并由第二電流鏡生成器120生成的第二鏡電流I_CH2流向充電電容器125，從而對其充電(在該步驟中，占空比置位信號S為低因此放電開關(guān)123和傳遞開關(guān)126斷開)。充電電容器125上的控制電壓V_CTR因此與控制電流I_ZCD和輔助電流I_aux成比例地增加。一旦估計觸發(fā)器114的輸出信號Q1切換到低(時刻t₂)，控制開關(guān)121斷開并且第二電流鏡生成器120中止對充電電容器125的充電。因此，充電電容器125被充電達等于總傳播延遲T_D的估計的周期T_C，并且電流等于控制電流I_ZCD且與輸入電壓V_in成比例。

針對圖1的電路，假定開關(guān)頻率f_s＝1/T(θ)遠高于輸入信號V_in的頻率f_L，則控制電流I_ZCD以及第二鏡電流I_CH2可以視為在估計的延遲T_C期間恒定，充電電容器125在估計的延遲T_C期間被充電，并且因此充電電容器125線性充電。

因此，由充電電容器125到達的峰值電壓V_{CTR_PEAK}(θ)為

$V_{CTR\_PEAK}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{I_{ZCD}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{C_{TR}}{T}_C---\left(11\right)$

放電開關(guān)123和傳遞開關(guān)126保持斷開，直到隨后的占空比置位信號S的脈沖被接收到(時刻t₃)，使得充電電容器125保持值V_{CTR_PEAK}(θ)。

在時刻t₃，占空比置位信號S切換到高，引起傳遞開關(guān)126立即閉合并將充電電容器125連接到輸出電容器128。假定輸出電容器128具有比充電電容器125的電容C_TR低很多的電容C_H，它快速充電到充電電容器125的峰值電壓V_{CTR_PEAK}(θ)。

實踐中，通過將等式(11)與等式(5)組合，跨輸出電容器128的控制電壓V_CH由下面等式給出

$V_{CH}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{mVin\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{R_{aux}}\frac{1}{C_{TR}}{T}_C$

其與輸入電壓V_in和近似等于總傳播延遲T_D的估計的延遲T_C的乘積成比例，使得

$V_{CH}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{mVin\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{R_{aux}}\frac{1}{C_{TR}}{T}_D$

補償電流源131因此生成與控制信號V_CH成比例的補償電流I_COMP，如下：

$I_{COMP}(\mathrm{\&theta;},T_D)=g_{FF}\frac{m}{R_{aux}}\frac{1}{C_{TR}}Vin\left(\mathrm{\&theta;}\right)T_D---\left(12\right)$

其中g(shù)_FF是補償電流源131的電流-電壓增益。

一旦占空比置位信號S再次切換到低，傳遞開關(guān)126再次斷開，將輸出電容器128從充電電容器125斷開。

在電流源塊103中，占空比置位信號S被提供有略微延遲(時刻t₄)并同樣被提供到放電電容器123，放電電容器123在其閉合時將充電電容器125連接至接地，對其快速放電，并然后再次斷開。在 放電電容器123閉合的短時間段內(nèi)，充電電容器125從輸出電容器128斷開連接，輸出電容器128因此保持被充電到之前存儲的控制電壓V_CTR的值。這樣，如圖8所圖示的，充電電容器125在每個開關(guān)循環(huán)處被放電并被重新充電到控制電壓V_CTR的新的值，因此確保對可能的修改輸入電壓V_in或總傳播延遲T_D中的條件的逐個循環(huán)的適配。

由電流源101提供的補償電流I_COMP因此與輸輸入電壓V_in和總傳播延遲T_D的乘積成比例。

因此，本文中描述的開關(guān)式電源由于驅(qū)動器30以及利用在代替功率開關(guān)M的情況下不要求適當置位的且獨立于輸入電壓V_in的適應(yīng)性解決方案的開關(guān)M的切換(由占空比比較器26導致的延遲遠遠低于兩個之前的延遲，因此可以忽略)，使得傳播延遲的補償成為可能。

最后，應(yīng)當清楚可以在不偏離如隨附的權(quán)利要求書中所限定的本發(fā)明范圍的情況下對本文中描述并圖示的電流做出修改和變形。

具體地，所述解決方案也可以被應(yīng)用到不同類型的轉(zhuǎn)換器，包括例如在降壓和升壓類型的轉(zhuǎn)換器中的沒有輸出電流讀取的電流控制。