本發(fā)明涉及交流-交流變換技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種新型電壓型Quasi-Z-Source AC–AC變換器。

背景技術(shù)：

隨著現(xiàn)代科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，生產(chǎn)自動化程度不斷提高，各種復(fù)雜精密的用電設(shè)備得到廣泛應(yīng)用，這些敏感性負(fù)載對電能質(zhì)量的要求很高。在諸多電能的質(zhì)量問題中，電壓的驟降(voltage sags)和驟升(voltage swells)造成的危害最為普遍，會對工業(yè)生產(chǎn)造成重大影響。研究表明，即使短時間的電壓驟降/驟升也可能導(dǎo)致設(shè)備故障和運行中斷，會造成巨大的經(jīng)濟損失和資源浪費。

為了解決電壓驟降/驟升的問題，一種叫做動態(tài)電壓恢復(fù)器(DVR)的串聯(lián)補償裝置已經(jīng)得以應(yīng)用，其良好的動態(tài)性能和很高的性價比使得它成為治理動態(tài)電壓問題，特別是電壓驟降/驟升的最經(jīng)濟、最有效的手段。AC-AC變換器廣泛的應(yīng)用在動態(tài)電壓恢復(fù)器(DVR)中以補償電網(wǎng)電壓的驟降/驟升。

對于AC-AC變換器來說，現(xiàn)有的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要包括三大類：帶有直流環(huán)節(jié)的AC-AC變換器(AC/DC-DC/AC Converters)、采用高頻交流環(huán)節(jié)的直接AC-AC變換器(AC-AC Converters with high frequency AC link)、矩陣式變換器(Matrix Converters)。

對于帶有直流環(huán)節(jié)的AC-AC變換器而言，能量以直流形式儲存在直流環(huán)節(jié)中，DC-DC變換器的使用增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性和成本，功率變換級數(shù)多、效率低，且整流環(huán)節(jié)會導(dǎo)致電網(wǎng)污染。高頻交流環(huán)節(jié)AC-AC變換器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制比較復(fù)雜，并且可靠性低。對于矩陣式變換器而言，能量被以交流形式儲存，輸出電壓和輸入電流保持為正弦，輸入功率因數(shù)可以控制，可靠性高，體積較小，但同樣也有局限性，如電壓增益低于0.866，且換流控制復(fù)雜。

有學(xué)者提出Z源AC-AC變換器(Z-source AC-AC converters)，其特點是輸出電壓既可以和輸入電壓同相，也可以和輸入電壓反相，既可以升壓也可以降壓。但仍存在如下問題：

(1)輸入電壓與輸出電壓不共地，因此并不能體現(xiàn)出輸出電壓與輸入電壓可以同相或反 相的特點；

(2)變換器中兩個四象限開關(guān)切換時存在換流問題，需外加緩沖電路以保證安全換流；

(3)每個雙向開關(guān)開通時，電流要流經(jīng)由兩個二極管和一個開關(guān)管組成的串聯(lián)回路,即要流過3個功率器件，通態(tài)損耗較大；

(4)輸入電流在非連續(xù)電流模式(DCM)下工作，具有高的THD。存在電流尖峰，器件具有較高的電流應(yīng)力。因此，功率因數(shù)和功率傳輸效率較低。

中國專利CN104716849A公開一種電壓型準(zhǔn)阻抗源AC～AC變換器，包括準(zhǔn)阻抗源網(wǎng)絡(luò)、交流電力電子開關(guān)S1、交流電力電子開關(guān)S2、電源和負(fù)載；其中，準(zhǔn)阻抗源網(wǎng)絡(luò)周期性充電和放電，交流電力電子開關(guān)S1、交流電力電子開關(guān)S2工作在高頻開關(guān)狀態(tài)；本發(fā)明的輸出電壓可通過調(diào)節(jié)工作在高頻開關(guān)狀態(tài)的交流電力電子開關(guān)S1和交流電力電子開關(guān)S2的占空比來控制，實現(xiàn)輸出電壓的升高或降低，最終解決目前AC～AC變換器電壓調(diào)節(jié)范圍小，開關(guān)交替導(dǎo)通時共態(tài)導(dǎo)通或共態(tài)關(guān)斷均會損壞電力電子器件的問題。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于考慮到Z源AC-AC變換器的上述問題，提供用于動態(tài)電壓恢復(fù)器(DVR)的一種電壓型Quasi-Z-Source AC-AC變換器。

本發(fā)明設(shè)有輸入濾波電感L、耦合電感、第一儲能電容C1、第二儲能電容C2、第一四象限開關(guān)S1、第二四象限開關(guān)S2、第三四象限開關(guān)S3、輸出濾波電容C、第一開關(guān)管S1a、第二開關(guān)管S1b、第三開關(guān)管S2a、第四開關(guān)管S2b、第五開關(guān)管S3a、第六開關(guān)管S3b、第一開關(guān)管的體二極管D1a、第二開關(guān)管的體二極管D1b、第三開關(guān)管的體二極管D2a、第四開關(guān)管的體二極管D2b、第五開關(guān)管的體二極管D3a、第六開關(guān)管的體二極管D3b；

所述耦合電感設(shè)有耦合電感初級L1和耦合電感次級L2；

所述輸入濾波電感L與交流輸入電源串聯(lián)；第三四象限開關(guān)S3與耦合電感初級L1和耦合電感次級L2串聯(lián)后與第一儲能電容C1并聯(lián)，第二儲能電容C2的一端與耦合電感初級L1的異名端、耦合電感次級L2的同名端相連，第二儲能電容C2另一端接地；

所述第五開關(guān)管S3a的發(fā)射極與第六開關(guān)管S3b的發(fā)射極相連，第六開關(guān)管S3b的集電極與輸入濾波電感L一端相連，第五開關(guān)管S3a的集電極與耦合電感初級L1的同名端相連；

所述第一開關(guān)管S1a的發(fā)射極與第二開關(guān)管S1b的發(fā)射極相連，第一開關(guān)管S1a的集電極和耦合電感次級L2的異名端相連，第二開關(guān)管S1b的集電極接地；

所述第三開關(guān)管S2a的發(fā)射極與第四開關(guān)管S2b的發(fā)射極相連，第四開關(guān)管S2b的集電 極和耦合電感次級L2的異名端相連，第三開關(guān)管S2a的集電極和輸出濾波電容C一端相連，輸出濾波電容C另一端接地；

所述第二儲能電容C2的一端接耦合電感初級L1的異名端，第二儲能電容C2的另一端接地。

所述第一開關(guān)管S1a、第二開關(guān)管S1b、第三開關(guān)管S2a、第四開關(guān)管S2b、第五開關(guān)管S3a、第六開關(guān)管S3b均可采用IGBT功率開關(guān)管。

所述第一四象限開關(guān)S1可由第一開關(guān)管S1a、第二開關(guān)管S1b反向串聯(lián)得到；所述第二四象限開關(guān)S2由第三開關(guān)管S2a、第四開關(guān)管S2b反向串聯(lián)得到；所述第三四象限開關(guān)S3由第五開關(guān)管S3a、第六開關(guān)管S3b反向串聯(lián)得到。

所述第一開關(guān)管S1a、第二開關(guān)管S1b、第三開關(guān)管S2a、第四開關(guān)管S2b、第五開關(guān)管S3a、第六開關(guān)管S3b的開通和關(guān)斷采用脈寬調(diào)制(PWM)進行控制。

所述第一四象限開關(guān)S1和第二四象限開關(guān)S2工作于互補狀態(tài)，PWM驅(qū)動信號互補；第二四象限開關(guān)S2和第三四象限開關(guān)S3工作于同步狀態(tài)，PWM驅(qū)動信號相同。

所述第一開關(guān)管S1a、第二開關(guān)管S1b、第三開關(guān)管S2a、第四開關(guān)管S2b、第五開關(guān)管S3a、第六開關(guān)管S3b在一個工頻周期中工作于半周常通、半周高頻調(diào)制狀態(tài)。

本發(fā)明工作于同相升壓(Boost)模式時，當(dāng)輸入電壓V_i＞0時，第二開關(guān)管S1b、第四開關(guān)管S2b、第六開關(guān)管S3b常通，第一開關(guān)管S1a與第三開關(guān)管S2a、第五開關(guān)管S3a高頻互補開通；當(dāng)輸入電壓V_i＜0時，第一開關(guān)管S1a、第三開關(guān)管S2a、第五開關(guān)管S3a常通，第二開關(guān)管S1b與第四開關(guān)管S2b、第六開關(guān)管S3b高頻互補開通。

本發(fā)明工作于反相降壓/升壓(Buck/Boost)模式時，當(dāng)輸入電壓V_i＞0時，第一開關(guān)管S1a、第三開關(guān)管S2a、第五開關(guān)管S3a常通，第二開關(guān)管S1b與第四開關(guān)管S2b、第六開關(guān)管S3b高頻互補開通；當(dāng)輸入電壓V_i＜0時，第二開關(guān)管S1b、第四開關(guān)管S2b、第六開關(guān)管S3b常通，第一開關(guān)管S1a與第三開關(guān)管S2a、第五開關(guān)管S3a高頻互補開通。

假設(shè)第一開關(guān)管S1a、第二開關(guān)管S1b的占空比為D，交流輸入電壓為V_i，交流輸出電壓為V_o，耦合電感初級L1和耦合電感次級L2的匝數(shù)比為則電壓增益為：

$G=\frac{V_o}{V_i}=\frac{1}{1-(M+2)\·D}$

本發(fā)明可看作一個變比連續(xù)變化的“固態(tài)變壓器”。通過控制功率開關(guān)管PWM驅(qū)動信號的 占空比，可以得到所要求的輸出電壓。

本發(fā)明既可以升壓，也可以降壓；輸出電壓既可以和輸入電壓同相，也可以和輸入電壓反相。

當(dāng)耦合電感初級L1和耦合電感次級L2的匝數(shù)比M＝1時，變換器具有兩種工作區(qū)域，當(dāng)占空比時，輸出電壓與輸入電壓同相，為升壓(Boost)模式；當(dāng)占空比時，輸出電壓與輸入電壓反相，為降壓/升壓(Buck/Boost)模式。

由此可見，與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有如下有益效果：

(1)本發(fā)明可以看作一個變比連續(xù)變化的“固態(tài)變壓器”。通過控制功率開關(guān)管PWM驅(qū)動信號的占空比，可以得到所要求的輸出電壓；

(2)本發(fā)明既可以升壓，也可以降壓；輸出電壓既可以和輸入電壓同相，也可以和輸入電壓反相；

(3)本發(fā)明的輸入電壓與輸出電壓共地，因此可以體現(xiàn)出輸出電壓與輸入電壓可以同相或反相的特點；

(4)本發(fā)明的輸入電流在連續(xù)電流模式(CCM)下工作，具有較低的THD，沒有尖峰電流，器件具有較低的電流應(yīng)力。功率因數(shù)和功率傳輸效率高；

(5)本發(fā)明不需要安全換流，無需外加緩沖電路，避免了加入緩沖電路后帶來的輸出電壓的波形畸變問題，并且提高了變換器的效率；

(6)本發(fā)明的每一個四象限開關(guān)導(dǎo)通時，電流只流經(jīng)一個開關(guān)管和二極管的串聯(lián)通路，即電流只流過兩個功率器件，與傳統(tǒng)拓?fù)渲须娏髁鹘?jīng)三個功率器件相比有效減少了通態(tài)損耗，提高了變換效率；

(7)本發(fā)明的每個開關(guān)管在一個工頻周期中工作于半周長通、半周高頻調(diào)制狀態(tài)，有效減少了開關(guān)損耗；

(8)本發(fā)明僅需要很少的器件，與傳統(tǒng)拓?fù)湎啾龋褂梅至⒃臄?shù)目少，提高了系統(tǒng)的可靠性。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的主電路拓?fù)鋱D；

圖2、圖3為本發(fā)明的一個開關(guān)周期內(nèi)的工作模態(tài)圖(V_i＞0,i_l＞0)；

圖4、圖5為本發(fā)明的一個開關(guān)周期內(nèi)的等效電路圖；

圖6、圖7、圖8為本發(fā)明的功率開關(guān)管的驅(qū)動波形圖；

圖9、圖10、圖11為本發(fā)明的關(guān)鍵波形圖；

圖12為本發(fā)明的電壓增益與占空比關(guān)系圖(M＝1)。

在圖中各標(biāo)記為：L為輸入濾波電感，L1為耦合電感初級，L2為耦合電感次級，C1為第一儲能電容，C2為第二儲能電容，C為輸出濾波電容，S1為第一四象限開關(guān)，S2為第二四象限開關(guān)，S3為第三四象限開關(guān)，S1a、S1b、S2a、S2b、S3a、S3b分別為第一、第二、第三、第四、第五、第六開關(guān)管，D1a、D1b、D2a、D2b、D3a、D3b分別為第一、第二、第三、第四、第五、第六開關(guān)管的體二極管，R為負(fù)載。

V_i為交流輸入電壓，V_o為交流輸出電壓，V_ch為斬波電壓，i_i為輸入電流，V_GE1、V_GE2、V_GE3、V_GE4、V_GE5、V_GE6分別為第一、第二、第三、第四、第五、第六開關(guān)管的驅(qū)動電壓，V₁、V₂、V₃、V₄、V₅、V₆分別為第一、第二、第三、第四、第五、第六開關(guān)管的漏源電壓。

具體實施方式

以下實施例將結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步的描述。

參照圖1，一種新型電壓型Quasi-Z-Source AC-AC變換器的主電路拓?fù)鋱D。包括輸入濾波電感L、一對耦合電感L1和L2、第一儲能電容C1、第二儲能電容C2、第一四象限開關(guān)S1、第二四象限開關(guān)S2、第三四象限開關(guān)S3、輸出濾波電容C。

輸入濾波電感L與交流輸入電源串聯(lián)；第三四象限開關(guān)S3與耦合電感初級L1和耦合電感次級L2串聯(lián)后與第一儲能電容C1并聯(lián)，第二儲能電容C2的一端與耦合電感初級L1的異名端、次級L2的同名端相連，C2另一端接地。

四象限開關(guān)S1、S2、S3均由兩個帶有體二極管的IGBT反向串聯(lián)得到，其中S1由第一、第二開關(guān)管S1a，S1b反向串聯(lián)得到，S2由第二、第三開關(guān)管S2a，S2b反向串聯(lián)得到，S3由第五、第六開關(guān)管S3a，S3b反向串聯(lián)得到，S1a、S1b、S2a、S2b、S3a、S3b的體二極管分別為D1a、D1b、D2a、D2b、D3a、D3b。

第五開關(guān)管S3a的發(fā)射極與第六開關(guān)管S3b的發(fā)射極相連，第六開關(guān)管S3b的集電極與輸入濾波電感L一端相連，第五開關(guān)管S3a的集電極與耦合電感初級L1的同名端相連。

第一開關(guān)管S1a的發(fā)射極與第二開關(guān)管S1b的發(fā)射極相連，第一開關(guān)管S1a的集電極和耦合電感次級L2的異名端相連，第二開關(guān)管S1b的集電極接地。

第三開關(guān)管S2a的發(fā)射極與第四開關(guān)管S2b的發(fā)射極相連，第四開關(guān)管S2b的集電極和耦合電感次級L2的異名端相連，第三開關(guān)管S2a的集電極和輸出濾波電容C一端相連，輸出 濾波電容C另一端接地。

第二儲能電容C2的一端接耦合電感初級L1的異名端，另一端接地。

所述第一開關(guān)管S1a、第二開關(guān)管S1b、第三開關(guān)管S2a、第四開關(guān)管S2b、第五開關(guān)管S3a、第六開關(guān)管S3b的開通和關(guān)斷采用脈寬調(diào)制(PWM)進行控制，功率開關(guān)管的驅(qū)動信號如圖6、圖7、圖8所示(T為開關(guān)周期，D為第一、第二開關(guān)管S1a、S1b驅(qū)動信號的占空比)。為了產(chǎn)生圖6、圖7、圖8所示的驅(qū)動信號，需要對輸入電壓V_i進行采樣。

第一四象限開關(guān)S1的驅(qū)動信號分別與第二、第三四象限開關(guān)S2、S3的驅(qū)動信號互補，第二、第三四象限開關(guān)S2、S3的驅(qū)動信號相同。第一開關(guān)管S1a、第二開關(guān)管S1b、第三開關(guān)管S2a、第四開關(guān)管S2b、第五開關(guān)管S3a、第六開關(guān)管S3b在一個工頻周期中工作于半周常通、半周高頻調(diào)制狀態(tài)。

變換器的開關(guān)頻率綜合考慮系統(tǒng)容量、開關(guān)管電壓電流應(yīng)力和系統(tǒng)效率優(yōu)化等因素合理選取。

綜上所述，本發(fā)明采用如下控制策略：

變換器工作于同相升壓(Boost)模式時：

當(dāng)V_i＞0時，第二開關(guān)管S1b、第四開關(guān)管S2b、第六開關(guān)管S3b常通，第一開關(guān)管S1a與第三開關(guān)管S2a、第五開關(guān)管S3a高頻互補開通；

當(dāng)V_i＜0時，第一開關(guān)管S1a、第三開關(guān)管S2a、第五開關(guān)管S3a常通，第二開關(guān)管S1b與第四開關(guān)管S2b、第六開關(guān)管S3b高頻互補開通。

變換器工作于反相降壓/升壓(Buck/Boost)模式時：

當(dāng)V_i＞0時，第一開關(guān)管S1a、第三開關(guān)管S2a、第五開關(guān)管S3a常通，第二開關(guān)管S1b與第四開關(guān)管S2b、第六開關(guān)管S3b高頻互補開通；

當(dāng)V_i＜0時，第二開關(guān)管S1b、第四開關(guān)管S2b、第六開關(guān)管S3b常通，第一開關(guān)管S1a與第三開關(guān)管S2a、第五開關(guān)管S3a高頻互補開通。

圖2為變換器一個開關(guān)周期內(nèi)的等效電路圖，有兩種工作模態(tài)。DT期間的等效電路如圖4所示，(1-D)T期間的等效電路如圖5所示，則：

在一個開關(guān)周期T中，由電感電壓的平均值為零可得：

V_i+V_c1-V_c2＝0 (1)

$V_{c2}\·TD=\frac{n_2}{n_1+n_2}{V}_{c1}\·T(1-D)---\left(2\right)$

$V_{c2}+\frac{n_2}{n_1+n_2}{V}_{c1}=V_o---\left(3\right)$

由(1)、(2)、(3)式得電壓增益：

$G=\frac{V_o}{V_i}=\frac{1}{1-(\frac{n_1}{n_2}+2)\·D}---\left(4\right)$

由(4)式看出，本發(fā)明可以看作一個變比連續(xù)變化的“固態(tài)變壓器”。通過控制功率開關(guān)管PWM驅(qū)動信號的占空比，可以得到所要求的輸出電壓。本發(fā)明既可以升壓，也可以降壓；輸出電壓既可以和輸入電壓同相，也可以和輸入電壓反相。

設(shè)耦合電感初級L1和耦合電感次級L2的匝數(shù)比則(4)式變?yōu)椋?/p>

$G=\frac{V_o}{V_i}=\frac{1}{1-(M+2)\·D}---\left(5\right)$

圖12為變換器當(dāng)M＝1時電壓增益和占空比的關(guān)系曲線。從圖中可以看出，變換器具有兩種工作區(qū)域，當(dāng)占空比時，輸出電壓與輸入電壓同相，為升壓(Boost)模式；當(dāng)占空比時，輸出電壓與輸入電壓反相，為降壓/升壓(Buck/Boost)模式。

根據(jù)上述驅(qū)動方式，以V_i＞0，i_l＞0時為例，在一個開關(guān)周期T中，圖1所示的主電路有兩種工作模態(tài)：

模態(tài)一：功率開關(guān)管S1a開通，S2a、S3a關(guān)斷。電路工作模態(tài)如圖2所示。

電流從第一開關(guān)管S1a和第二體二極管D1b流通，等效電路圖如圖4所示，電路中有3個回路。回路1由交流電源V_i、輸入濾波電感L、第一儲能電容C1、第一開關(guān)管S1a、第二體二極管D1b構(gòu)成，輸入濾波電感L線性充電，第一儲能電感C1線性放電?；芈?由第二儲能電容C2、耦合電感次級L2、第一開關(guān)管S1a、第二體二極管D1b構(gòu)成，第二儲能電容C2線性放電，耦合電感次級L2線性充電。回路3由輸出濾波電容C和負(fù)載R構(gòu)成，輸出濾波電容C線性放電。

模態(tài)二：功率開關(guān)管S1a關(guān)斷，S2a、S3a開通。電路工作模態(tài)如圖3所示。

電流從第六開關(guān)管S3b和第五體二極管D3a流通，經(jīng)第四開關(guān)管S2b和第三體二極管D2a 流向負(fù)載R，等效電路圖如圖4所示，電路中有3個回路?；芈?由交流輸入電源V_i、輸入濾波電感L、第六開關(guān)管S3b、第五體二極管D3a、耦合電感初級L1、第二儲能電容C2構(gòu)成，輸入濾波電感L線性放電，耦合電感初級L1線性放電、第二儲能電容C2線性充電?；芈?由第一儲能電容C1、第六開關(guān)管S3b、第五體二極管D3a、耦合電感初級L1、耦合電感次級L2構(gòu)成，第一儲能電容C1線性充電，耦合電感初級L1、耦合電感次級L2線性放電?；芈?由交流輸入電源V_i、輸入濾波電感L、第六開關(guān)管S3b、第五體二極管D3a、耦合電感初級L1、耦合電感次級L2、第四開關(guān)管S2b、第三體二極管D2a、輸出濾波電容C、負(fù)載R構(gòu)成，輸出濾波電容C線性充電。

本發(fā)明可以看作一個變比連續(xù)變化的“固態(tài)變壓器”。通過控制功率開關(guān)管PWM驅(qū)動信號的占空比，可以得到所要求的輸出電壓。本發(fā)明既可以升壓，也可以降壓；輸出電壓既可以和輸入電壓同相，也可以和輸入電壓反相。

本發(fā)明適用于動態(tài)電壓恢復(fù)器(DVR)中，以補償電網(wǎng)電壓的驟降(voltage sags)/驟升(voltage swells)。

上述僅為本發(fā)明的一個具體實施方式，但本發(fā)明的設(shè)計構(gòu)思并不局限于此。