本發(fā)明涉及整流系統(tǒng)，特別是新型同步整流系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

同步整流是采用導(dǎo)通狀態(tài)電阻極低的專用功率MOS管，來取代整流二極管以降低整流損耗的一項(xiàng)新技術(shù)。它能大大提高電源變換器的電源轉(zhuǎn)換效率。功率MOS管屬于電壓控制型器件，用功率MOS管做整流器時(shí)，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。

現(xiàn)有液顯示產(chǎn)品交流-直流（AC-DC）單組輸出的電源轉(zhuǎn)換器，其輸出采用由同步整流控制芯片U2控制N溝道MOS管Q2做輸出同步整流。例如圖1所示，該電源轉(zhuǎn)換器存在著以下問題：

1、反激式同步整流控制芯片目前在反激式開關(guān)電源中還未得到大量應(yīng)用，因此該同步整流控制芯片的價(jià)格往往較貴（如：現(xiàn)有反激式同步整流控制芯片價(jià)格通常在0.2～0.3美金左右）。

2、目前一般的同步整流技術(shù)無法同時(shí)操作在連續(xù)電流導(dǎo)通模式與不連續(xù)電流導(dǎo)通模式，各廠家所開發(fā)出來的同步整流控制芯片的大部分只允許工作在不連續(xù)模式DCM，而無法較好的工作在連續(xù)模式CCM，而開關(guān)電源工作在連續(xù)模式CCM在整體效率轉(zhuǎn)化方面較不連續(xù)模式DCM高。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)，本發(fā)明提供了同時(shí)操作在連續(xù)電流導(dǎo)通模式與不連續(xù)電流導(dǎo)通模式的新型同步整流系統(tǒng)。

本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：

新型同步整流系統(tǒng)，應(yīng)用在雙開閉順向式轉(zhuǎn)換器，包括第一輸入端、第二輸入端和第三輸入端；所述第一輸入端為電阻R1和R3的一端，電阻R1另一端與電阻R2一端、運(yùn)放OP2的非反向輸入端電性連接，電阻R2另一端與同步整流N溝道MOS管Q2的源極、錳銅線Rm一端電性連接，電阻R3另一端與電阻R4一端、運(yùn)放OP2的反相輸入端電性連接，電阻R4與錳銅線Rm的另一端接次級地，運(yùn)放OP2的輸出端與Q3N溝道MOS的柵極電性連接，Q3N溝道MOS的漏極與一N溝道MOSQ4的漏極、電阻R5一端、同步整流N溝道MOSQ2的柵極電性連接，同步整流N溝道MOSQ2的漏極作為所述第二輸入端，電阻R5另一端與一二極管D2負(fù)端電性連接，二極管D2正端與二極管D1正端、電阻R6一端電性連接并作為所述第三輸入端；電阻R6另一端與電阻R7一端、運(yùn)放OP1反向輸入端電性連接，二極管D1負(fù)端與電容C1的一端、運(yùn)放OP1和OP2的供電端電性連接，運(yùn)放OP1的輸出端與Q4N溝道MOS的柵極電性連接，電容C1的另一端、電阻R7另一端、運(yùn)放OP1的非反向輸入端、運(yùn)放OP1和OP2的接地端、Q3和Q4N溝道MOS管的源極接次級地。

進(jìn)一步，采用比較器OC1、OC2替換所述運(yùn)放OP1和OP2，且在所述比較器OC1、OC2的輸出端接一上拉電阻。

本發(fā)明的有益效果：

1、采用運(yùn)放OP或比較器OC來控制同步整流MOS管來降低具有同步整流功能的開關(guān)電源設(shè)計(jì)成本，如：采用LM358內(nèi)部集成2個(gè)運(yùn)放OP，其單顆OP價(jià)格在0.05美金以內(nèi)。

2、讓反激式電源即可工作在不連續(xù)的模式DCM，也可工作在連續(xù)模式CCM，使開關(guān)電源在重載時(shí)，進(jìn)入連續(xù)模式CCM，使電源整體的轉(zhuǎn)換效率更高，將其應(yīng)用在雙開閉順向式轉(zhuǎn)換器，具有可同時(shí)操作在電流連續(xù)電流導(dǎo)通模式與不連續(xù)電流導(dǎo)通模式的優(yōu)點(diǎn)。

附圖說明

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實(shí)施方式做進(jìn)一步的說明。

圖1是現(xiàn)有的反激式電源電路原理框圖。

圖2是由運(yùn)放OP控制的新型同步整流系統(tǒng)的電路連接示意圖。

圖3是應(yīng)用圖2的反激式電源電路原理框圖。

圖4是反激式開關(guān)電源工作在連續(xù)模式（CCM）時(shí)的時(shí)序圖。

圖5是反激式開關(guān)電源工作在不連續(xù)模式（DCM）時(shí)的時(shí)序圖。

圖6是反激式電源電路采用比較器OC的實(shí)施例子原理框圖。

具體實(shí)施方式

如圖2所示，本發(fā)明提供新型同步整流系統(tǒng)，應(yīng)用在雙開閉順向式轉(zhuǎn)換器，包括第一輸入端、第二輸入端和第三輸入端；所述第一輸入端為電阻R1和R3的一端，電阻R1另一端與電阻R2一端、運(yùn)放OP2的非反向輸入端電性連接，電阻R2另一端與同步整流N溝道MOSQ2的源極、錳銅線Rm一端電性連接，電阻R3另一端與電阻R4一端、運(yùn)放OP2的反相輸入端電性連接，電阻R4與錳銅線Rm的另一端接次級地（反激式變壓器次級側(cè)地簡稱為次級地），運(yùn)放OP2的輸出端與Q3N溝道MOS的柵極電性連接，Q3N溝道MOS的漏極與一Q4N溝道MOS的漏極、電阻R5一端、同步整流N溝道MOSQ2的柵極電性連接，同步整流N溝道MOSQ2的漏極作為所述第二輸入端，電阻R5另一端與一二極管D2負(fù)端電性連接，二極管D2正端與二極管D1正端、電阻R6一端電性連接并作為所述第三輸入端；電阻R6另一端與電阻R7一端、運(yùn)放OP1反向輸入端電性連接，二極管D1負(fù)端與電容C1的一端、運(yùn)放OP1和OP2的供電端電性連接，運(yùn)放OP1的輸出端與Q4N溝道MOS的柵極電性連接，電容C1的另一端、電阻R7另一端、運(yùn)放OP1的非反向輸入端、運(yùn)放OP1和OP2的接地端、Q3和Q4N溝道MOS管的源極接次級地。

另外，本實(shí)施例提供一種反激式電源，該電源包括上述的反激式同步整流電路，請參照圖3，圖中，市用交流電（90Vrms～264Vrms）經(jīng)EMI濾波電路1進(jìn)行EMI濾波后提供給橋式整流電路2進(jìn)行全波整流，再經(jīng)工頻濾波電解電容Cb進(jìn)行工頻濾波后生成一具有一定電壓紋波的直流電為反激式變壓器T1提供輸入電能，工頻濾波電解電容Cb的負(fù)極接初級地（反激式變壓器初級側(cè)地簡稱為初級地），工頻濾波電解電容Cb正極與反激式變壓器T1初級側(cè)繞組Np的非打點(diǎn)端電性連接，Np的打點(diǎn)端與Q1N溝道MOS的漏極電性連接，Q1N溝道MOS的柵極與一PWM控制器U1的輸出引腳電性連接，Q1N溝道MOS的源極接初級地，在該開關(guān)電源正常工作時(shí)，PWM控制器U1的輸出引腳將輸出一PWM脈寬調(diào)制信號，通過該P(yáng)WM脈寬調(diào)制信號來控制該Q1N溝道MOS管做開與關(guān)動(dòng)作，從而控制該反激式變壓器T1從初級側(cè)Np繞組將工頻濾波電解電容Cb上的電能通過次級側(cè)繞組Ns轉(zhuǎn)移至輸出濾波電路4;變壓器T1的次級側(cè)繞組Ns的打點(diǎn)端與電阻R1和R3的一端、電容C2的正端、電感L1的一端電性連接，電感L1的另一端與電容C3的正端電性連接，該C3正端為該反激式開關(guān)電源的輸出端，輸出一電壓為Vout的直流電，電阻R1另一端與電阻R2一端、運(yùn)放OP2的非反向輸入端電性連接，電阻R2另一端與同步整流N溝道MOSQ2的源極、錳銅線Rm一端電性連接，電阻R3另一端與電阻R4一端、運(yùn)放OP2的反相輸入端電性連接，電阻R4另一端、電容C2和C3負(fù)端接次級地，運(yùn)放OP2的輸出端與Q3N溝道MOS的柵極電性連接，Q3N溝道MOS的漏極與一Q4N溝道MOS的漏極、電阻R5一端、同步整流N溝道MOSQ2的柵極電性連接，同步整流N溝道MOSQ2的漏極與反激式變壓器T1的次級側(cè)繞組Ns的非打點(diǎn)端電性連接，電阻R5另一端與一二極管D2負(fù)端電性連接，二極管D2正端與二極管D1正端、電阻R6一端及反激式變壓器的偵測繞組Nd的打點(diǎn)端電性連接，電阻R6另一端與電阻R7一端、運(yùn)放OP1反向輸入端電性連接，二極管D1負(fù)端與電容C1的一端、運(yùn)放OP1和OP2的供電端電性連接，運(yùn)放OP1的輸出端與Q4N溝道MOS的柵極電性連接，電容C1的另一端、偵測繞組Nd的非打點(diǎn)端、電阻R7另一端、運(yùn)放OP1的非反向輸入端、運(yùn)放OP1和OP2的接地端、Q3和Q4N溝道MOS管的源極接次級地，其中Q3/Q4可用價(jià)格低廉的如:RK7002或2N7002等型號電子零件。

當(dāng)該反激式開關(guān)電源工作在連續(xù)模式（CCM）時(shí)，可參考圖4時(shí)序圖；

Ton期間：PWM控制器U1的輸出端輸出一高電平High信號給Q1N溝道MOS的柵極，Q1N溝道MOS的柵極與源極之間得到一電壓為Vgs(Q1)=VH【VH為高電平on信號】,使得Q1N溝道MOS導(dǎo)通,使變壓器T1的初級側(cè)繞組Np的非打點(diǎn)端與打點(diǎn)端之間產(chǎn)生一電壓VNp=VCb=Lp*di/dt=Lp*(Ip-Ip0)/Ton,【其中：VCb為工頻濾波電解電容Cb正端對初級地的電壓，Lp為反激式變壓器T1Np繞組的電感量，di/dt為從Np繞組非打點(diǎn)端流入，從Np繞組打點(diǎn)端流出的電流在單位時(shí)間的增加量,Ip為Ton期間末初級側(cè)繞組Np電流，Ip0為Ton時(shí)的初始電流】，并且反激式變壓器T1開始儲能，反激式變壓器T1初級側(cè)繞組Np的非打點(diǎn)端的電位極性為“+”，Np的打點(diǎn)端電位極性為“-”，依據(jù)變壓器同名端原理，此時(shí)在反激式變壓器T1的次級側(cè)繞組Ns及偵測繞組Nd的非打點(diǎn)端所感應(yīng)出電位極性也為“+”，在變壓器T1的次級側(cè)繞組Ns及偵測繞組Nd的打點(diǎn)端所感應(yīng)出電位極性也為“-”，由于偵測繞組Nd的非打點(diǎn)端接次級地，故在偵測繞組Nd的打點(diǎn)端產(chǎn)生一電壓VNd=-VCb*Nd/Np,【其中Nd為反激式變壓器T1的偵測繞組Nd的圈數(shù)，Np為反激式變壓器T1的初級側(cè)繞組Np的圈數(shù)】，同時(shí)在運(yùn)放OP1的反向輸入端產(chǎn)生一電壓V-(OP1)=VNd*R7/(R6+R7)<V+(OP1)=0V,【其中V+(OP1)為運(yùn)放OP1非反向輸入端電壓】，使運(yùn)放OP1輸出端輸出一高電平信號給Q4N溝道MOS管的柵極，即:Q4N溝道MOS管的柵極與源極間得到一電壓Vgs(Q4)=VH的電壓，使得Q4MOS管快速的導(dǎo)通，使得同步整流MOS管的柵極電荷被快速泄放掉，即：在Q1N溝道MOS導(dǎo)通時(shí)，Q2N溝道MOS被快速的截止，以確保輸出濾波電路4中的電能不會重新倒灌到反激式變壓器T1中導(dǎo)致Q2N溝道MOS管在截止時(shí)，在該MOS的漏極與源極之間產(chǎn)生較高的尖峰電壓使得該Q2MOS管因耐壓不足而被擊穿問題。

在Ton期間末，變壓器T1的初級側(cè)繞組Np流過的電流達(dá)到最大值為Ip，變壓器所存儲的能量為WTon=1/2*Lp*Ip2-1/2*Lp*Ip02。

Toff期間：PWM控制器U1的輸出端輸出一低電平Low信號給Q1N溝道MOS的柵極,Q1N溝道MOS的柵極與源極之間電壓變?yōu)閂gs(Q1)=VL=0V【VL為低電平Low信號】，使得Q1N溝道MOS管截止,當(dāng)Q1N溝道MOS管截止時(shí)，反激式變壓器所有繞組電位極性反轉(zhuǎn)，即：反激式變壓器T1Np繞組、Ns繞組、Nd繞組的非打點(diǎn)端電位極性由“+”變?yōu)椤?”，反激式變壓器T1Np繞組、Ns繞組、Nd繞組的打點(diǎn)端電位極性由“-”變?yōu)椤?”，此時(shí)Q2N溝道MOS管寄生二極管DQ2先正向?qū)ǎ沟米儔浩鱐1次級側(cè)繞組Ns開始將反激式變壓器T1在Ton期間所存儲的電磁能釋放出來，并產(chǎn)生一電流Is路徑：次級地→Rm錳銅線→DQ2正端→DQ2負(fù)端→反激式變壓器T1Ns繞組的非打點(diǎn)端→反激式變壓器T1Ns繞組的打點(diǎn)端→電容C2正端及電感L1;電流流過錳銅線Rm在Q2N溝道MOS的源極產(chǎn)生一負(fù)壓Vs=-Is*Rm,【其中Rm為錳銅線的阻值】，并在運(yùn)放OP2的非反向輸入端產(chǎn)生一電壓為:

V+(OP2)=VC2*R2/(R1+R2)-Is*Rm*R1/(R1+R2)，并在運(yùn)放OP2的反向輸入端產(chǎn)生一電壓為：V-(OP2)=VC2*R4/(R3+R4)，由于考濾到變壓器T1工作在不連續(xù)模式DCM時(shí)，當(dāng)Q1N溝道MOS截止期間Toff，反激式變壓器T1會在小于Toff時(shí)間內(nèi)就將該反激式變壓器T1中氣隙所存儲的能量全部釋放完畢，即在Toff期間內(nèi)，Is電流會變?yōu)?A，為了防止變壓器T1在能量釋放完后可能使得輸出濾波電路4中的電能重新倒灌到反激式變壓器T1中導(dǎo)致Q2N溝道MOS管在截止時(shí)，在該MOS的漏極與源極之間產(chǎn)生較高的尖峰電壓使得該Q2N溝道MOS管因耐壓不足而被擊穿問題，故需要在Is電流接近0A之后，運(yùn)放OP2輸出端需要輸出一高電平信號使Q2N溝道MOS被快速的截止，故而當(dāng)Is=0A時(shí)，需要滿足V+（OP2）-V-（OP2）>Vio【其中Vio為運(yùn)放OP的輸入失調(diào)電壓（Inputoffsetvoltage）】,如：LM358A運(yùn)入的Vio=2mV，故可通過設(shè)置參數(shù)，如：Rm=24mΩ，R1=R3=15KΩ,R2=27Ω,R4=22Ω，若VC2=16V，則在V+（OP2）=V-（OP2）+5.3mV,即：VC2*R2/(R1+R2)=VC2*R4/(R3+R4)+5.3mV，

故當(dāng)Q1N溝道MOS截止時(shí)，

V+(OP2)=VC2*R2/(R1+R2)-Is*Rm*R1/(R1+R2)

=VC2*R4/(R3+R4)+5.3mv-Is*Rm*R1/(R1+R2)

=V-(OP2)+5.3mv-Is*Rm*R1/(R1+R2)

若Is=5A時(shí)，V+（OP2）=V-（OP2）-114.48mV即：運(yùn)放OP2反向輸入端電壓大于非反向輸入端電壓，使得運(yùn)放OP2輸出端輸出一低電平信號使得Q3N溝道MOS截止。同時(shí)反激式變壓器T1的偵測繞組Nd的打點(diǎn)端將感應(yīng)一電壓VNd=VC2*Nd/Ns,【其中VC2為電容C2正端對次級地的電壓，Nd為反激式變壓器T1偵測繞組的圈數(shù)，Ns為反激式變壓器T1次級側(cè)繞組Ns的圈數(shù)】，并在運(yùn)放OP1的反向輸入端產(chǎn)生一電壓V-（OP1）=VNd*R7/(R6+R7)>V+（OP1）=0V,即：運(yùn)放OP1的反向輸入端電壓大于非反向輸入端電壓，使得OP1輸出端輸出一低電平信號使得Q4N溝道MOS截止。與此時(shí)同時(shí)，變壓器T1的偵測繞組Nd打點(diǎn)端所感應(yīng)的電壓VNd=VC2*Nd/Ns經(jīng)二極管D2及電阻R5提供給Q2N溝道MOS管柵極，使Q2N溝道MOS管快速導(dǎo)通，并產(chǎn)生一電流Is路徑為：次級地→Rm錳銅線→Q2N溝道MOS源極→Q2N溝道MOS漏極→反激式變壓器T1Ns繞組的非打點(diǎn)端→反激式變壓器T1Ns繞組的打點(diǎn)端→電容C2正端及電感L1。

在Toff期間，變壓器T1的次級側(cè)繞組Ns的電流Is流過Q2N溝道MOS寄生二極管DQ2的時(shí)間是非常短暫的一個(gè)Δt時(shí)間，而在Toff-Δt時(shí)間里Is電流會從Q2N溝道MOS管的源極與漏極之間流過，由于該MOS管的導(dǎo)通阻抗RDS(ON)通常只有如：10mΩ～40mΩ左右，若：RDS(ON)=20mΩ,Rm=24mΩ,Is=5A,則在該同步整流電路中的損耗PMOS=IS2*(RDS(ON)+Rm)=1.1W，而如果采用現(xiàn)20A/200V肖特基二極管做輸出整流時(shí)，若該肖特基二極管正向?qū)▔航禐閂F=0.6V時(shí)，則損耗在該肖特基二極管上的功率至少高達(dá)Pdiode=VF*IS=3W以上。

在Toff期間末，反激式變壓器T1的次級側(cè)繞組Ns流過的電流由Is1減小到Is2，變壓器所釋放的能量為WToff=1/2*Ls*Is12-1/2*Ls*Is22，【Ls為變壓器T1的次級側(cè)繞組Ns的感量】，且等于在Ton期間存儲的能量WTon。

當(dāng)該反激式開關(guān)電源工作在不連續(xù)模式（DCM）時(shí)，可參考下圖5時(shí)序圖。

在Q1N溝道MOSTon期間的動(dòng)作原理與圖4一致，但在Q1N溝道MOSToff期間【Toff=t1+t2】時(shí)與圖4不同，當(dāng)Q1N溝道MOS由導(dǎo)通變?yōu)榻刂箷r(shí)，反激式變壓器T1所有繞組電位極性反轉(zhuǎn)，即：反激式變壓器T1的Np繞組、Ns繞組、Nd繞組的非打點(diǎn)端電位極性由“+”變?yōu)椤?”，反激式變壓器T1的Np繞組、Ns繞組、Nd繞組的打點(diǎn)端電位極性由“-”變?yōu)椤?”，反激式變壓器T1在Q1N溝道MOS導(dǎo)通期間所存儲的能量通過Ns繞組釋放出來，當(dāng)在t1末，流過反激式變壓器T1的Ns繞組電流Is等于或基本接近0A時(shí)，變壓器T1基本把能量釋放完，此時(shí)在運(yùn)放OP2的非反向輸入端產(chǎn)生一電壓V+（OP2）比反向輸入端電壓V-（OP2）約大于5.3mV左右，即:V+（OP2）=V-（OP2）+5.3mV,使運(yùn)放OP2輸出端輸出一高電平信號，使得Q3N溝道MOS管導(dǎo)通，使得同步整流N溝道MOSQ2柵極電荷被快速泄放完畢，即：當(dāng)Is電流由Isp變?yōu)?A時(shí)【Isp為Toff期間，反激式變壓器T1的Ns繞組初始電流】，Q2N溝道MOS被快速的截止，以防止該反激式變壓器T1在能量釋放完后可能使得輸出濾波電路4中的電能重新倒灌到變壓器T1中導(dǎo)致Q2MOS管在截止時(shí)，在該MOS的漏極與源極之間產(chǎn)生較高的尖峰電壓使得該Q2MOS管因耐壓不足而被擊穿問題。

在t2期間：變壓器T1中的電磁能全部被釋放完畢，由于該變壓器T1初級繞組Np存在漏感LK'Q1N溝道MOS存在輸出電容COSS,以及變壓器T1存在雜散電容Cp,使得反激式變壓器T1的打點(diǎn)端產(chǎn)生一由LC諧振引起的振鈴波形。

而該反激式開關(guān)電源工作在不連續(xù)模式時(shí)，在Ton期間反激式變壓器T1所存儲的能量為：WTon=1/2*LP*Ip2【Ip為Ton末流過反激式變壓器T1的Np繞組的電流】而在Toff期間變壓器T1所釋放出來的能量為：WToff=1/2*Ls*Isp2而在整個(gè)周期T內(nèi)【T=Ton+Toff】變壓器儲能與釋放能量大小一樣。通過采用該同步整流技術(shù)，使電源的轉(zhuǎn)換效率得到了較大的提升，同時(shí)因采用了價(jià)格低廉的運(yùn)放OP或比較器OC來設(shè)計(jì)，使所設(shè)計(jì)的電源產(chǎn)品在價(jià)格方面也具體更大的競爭力。

在本發(fā)明另一實(shí)施例中，圖6與圖3的區(qū)別在于原圖3中的OP1與OP2運(yùn)放被比較器OC取代，由于比較器輸出通常為開集電極或開漏極方式，故需要在比較器OC1輸出端加一上接電阻R8,在比較器OC2輸出端加一上接電阻R9。

以上所述僅為本發(fā)明的優(yōu)先實(shí)施方式，本發(fā)明并不限定于上述實(shí)施方式，只要以基本相同手段實(shí)現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)方案都屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。