本發(fā)明屬于電力電子技術(shù)、數(shù)字信號處理技術(shù)及控制
技術(shù)領(lǐng)域：
，特別涉及一種基于最優(yōu)載波頻率的逆變器的設(shè)計(jì)方法。
背景技術(shù)：
：隨著科技的不斷進(jìn)步，日常生活中對高質(zhì)量且可控的電能需要越來越多。電力電子裝置能夠高效率地將各類能源轉(zhuǎn)化成高質(zhì)量的電能，逆變器是非常重要且十分具有代表性的電力電子裝置。由于逆變器具有可控性高、穩(wěn)定性強(qiáng)及適用性廣等特點(diǎn)，其作用非常突出，因此被廣泛應(yīng)用于能源、交通、通訊、工業(yè)制造、國防、航空航天、環(huán)境保護(hù)、家電等眾多領(lǐng)域。目前，雖然逆變器的整體效率較之過去已有所提高，但每年在逆變器仍然損耗較多的能量，尤其是在低功率輸出下逆變器的效率還很低。目前國內(nèi)外關(guān)于逆變器的研究主要集中在改變逆變器結(jié)構(gòu)，優(yōu)化逆變器控制策略，改進(jìn)功率器件等方面。在變功率的逆變器研究方面還有很大的提升空間，目前已有的逆變器，沒有同時(shí)考慮載波頻率和輸出諧波畸變對整體效率的影響，而在這方面還有很多的技術(shù)需要改進(jìn)和優(yōu)化。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的是一種以最優(yōu)載波頻率為基礎(chǔ)，以輸出諧波畸變?yōu)橄拗茥l件，在變功率輸出時(shí)均獲得較高效率的逆變器的設(shè)計(jì)方法。該設(shè)計(jì)方法所設(shè)計(jì)的逆變器能夠在逆變輸出電能質(zhì)量足夠好的前提下，不同程度地降低逆變損耗，提高效率，尤其在低功率輸出時(shí)較普通定頻逆變器有非常明顯的效率提升。為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案是：一種基于最優(yōu)載波頻率的逆變器的設(shè)計(jì)方法，包括以下步驟：步驟1、搭建逆變器硬件電路；步驟2、建立逆變器損耗模型和輸出諧波畸變模型；以載波頻率為變量建立效率優(yōu)化模型；利用效率優(yōu)化模型求解不同功率下最優(yōu)載波頻率；步驟3、利用軟件編程將步驟2所得最優(yōu)載波頻率應(yīng)用到逆變器中，完成逆變器設(shè)計(jì)。進(jìn)一步地，步驟1所搭建的逆變器硬件電路包括主控芯片、檢測調(diào)理電路、驅(qū)動(dòng)、功率主板部分、直流電源和負(fù)載，所述功率主板部分包括逆變橋和濾波電路；所述直流電源依次連接所述逆變橋、濾波電路和負(fù)載，所述負(fù)載依次連接所述檢測調(diào)理電路、主控芯片、驅(qū)動(dòng)，所述驅(qū)動(dòng)與所述逆變橋連接；所述逆變橋包含功率開關(guān)器件IGBT和并聯(lián)二極管，所述濾波電路采用濾波電感。進(jìn)一步地，步驟2所述各模型的建立包括以下步驟：①建立逆變器損耗模型：將兩電平逆變器的損耗分為功率開關(guān)器件IGBT損耗，并聯(lián)二極管損耗和濾波電感損耗；單個(gè)功率開關(guān)器件IGBT的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗分別為：PSW_T=1π·fSW·(Eon_P+Eoff_P)·VdcVdc*·ImIC*---(2)]]>(1)、(2)式中：Pcon-T功率開關(guān)器件IGBT導(dǎo)通損耗，Psw-T功率開關(guān)器件IGBT開關(guān)損耗，Im為輸出電流最大值，為電壓電流相位差，m為調(diào)制度，Vdc為直流電源電壓大小，Eon-P開通一次消耗的能量，Eoff-P關(guān)斷一次消耗的能量，rCE為功率開關(guān)器件IGBT等效電阻，fsw為開關(guān)頻率，VCE0為功率開關(guān)器件IGBT的門檻電壓，Vdc*為功率開關(guān)器件IGBT額定工作電壓，IC*為功率開關(guān)器件IGBT額定工作電流；并聯(lián)二極管的導(dǎo)通損耗和關(guān)斷損耗分別為：PSW_D=1π·fSW·Err·VdcVdc*·ICPIC*---(4)]]>(3)、(4)式中：Pcon-D并聯(lián)二極管導(dǎo)通損耗，PSW_D并聯(lián)二極管關(guān)斷損耗，Err為在額定電壓Vdc*和額定電流Ic*下并聯(lián)二極管關(guān)斷一次損耗能量，rF為等效導(dǎo)通電阻，VF0并聯(lián)二極管的門檻電壓，Vdc為并聯(lián)二極管直流母線電壓，Vdc*為并聯(lián)二極管額定工作電壓，IC*為并聯(lián)二極管額定工作電流，ICP為輸出電流最大值；濾波電感的銅損為：Pcu＝Irms2RL(5)(5)式中，Pcu濾波電感銅損，Irms電流有效值，RL等效電阻；濾波電感的磁芯損耗為：Pcore＝kfαBmβ·VL(6)(6)式中：Pcore濾波電感磁芯損耗，VL為濾波電感磁芯體積；k、α、β濾波電感磁芯廠商給出的參數(shù)，Bm為磁感應(yīng)強(qiáng)度的峰值，f載波頻率；②建立輸出諧波畸變模型：輸出電壓的THD數(shù)學(xué)模型為：THD=A32+A52+A72+...+An2A1---(7);]]>其中：(7)式中，L為電感值，C為電容值，R為電阻值；忽略濾波電感線圈的趨膚效應(yīng)和相鄰效應(yīng)，以及濾波電容損耗時(shí)，逆變器的整機(jī)效率可以表示為：η=PoutPout+Ploss=Vrms·IrmsVrms·Irms+Pcon+PSW+PL---(8)]]>(8)式中，Pout輸出功率，Ploss損耗功率，Vrms電壓有效值，Irms電流有效值，Pcon為功率開關(guān)器件IGBT和并聯(lián)二極管的導(dǎo)通損耗，Psw為功率開關(guān)器件IGBT和二極管的開關(guān)損耗，PL為電感損耗；(8)式中，效率η是關(guān)于開關(guān)頻率fSW的函數(shù)，通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率fSW使效率最優(yōu)；優(yōu)化變量為fSW，優(yōu)化目標(biāo)為：maxη(fSW)=Vrms·IrmsVrms·Irms+Pcon+PSW+PL---(9);]]>(9)式中：PSW=4[1π·fSW·(Eon_P+Eoff_P)·VdcVdc*·ICPIC*+1π·fSW·Err·VdcVdc*·ICPIC*]]]>PL=Irms2RL+kfα(VdcD1082fNAc)β·VL]]>D為占空比，f為交變頻率，N為濾波電感線圈匝數(shù)，AC為濾波電感磁芯有效面積(單位cm2)；輸出電壓的THD約束條件可表示如下：THD=A32+A52+A72+...+An2A1≤THDconstraint---(10)]]>其中，(10)式中：THDconstraint為輸出電壓的THD上限值；③以載波頻率為變量建立效率優(yōu)化模型：為滿足功率開關(guān)器件及裝置的頻率限制，開關(guān)頻率fSW的約束條件為：fmin≤fSW≤fmaxfSW4fo=C---(11)]]>(11)式中：C為整數(shù)，fmin和fmax為開關(guān)頻率上、下限，fo為輸出工頻頻率；為防止逆變器因電流過大而燒毀，逆變器輸出功率應(yīng)小于最大輸出功率，則有：Pout＝Vrms·Irms≤Pmax(12)Pmax為最大輸出功率；基于以上逆變器運(yùn)行限制的分析，將保證逆變器效率最高的開關(guān)頻率選取轉(zhuǎn)化為約束條件下求目標(biāo)函數(shù)最大值；逆變器開關(guān)頻率fSW越大，輸出電壓的THD值越??；當(dāng)開關(guān)頻率fSW＝fc時(shí)，輸出電壓的THD≈THDconstraint；令fthreshold＝fc，則在[fthreshold，fmax]區(qū)間內(nèi)，輸出電壓的THD值小于設(shè)定值THDconstraint；在[fmin，fthreshold]區(qū)間內(nèi)，輸出電壓的THD值大于設(shè)定值THDconstraint，根據(jù)模型要求，此區(qū)間內(nèi)輸出電壓的THD不滿足約束條件要求，忽略；其中，fthershold載波頻率最小值，fc輸出電壓的THD≈THDconstraint時(shí)的開關(guān)頻率；因此求解最優(yōu)頻率的公式如下：maxη(fSW)=Vrms·IrmsVrms·Irms+Pcon+PSW+PLs.t.fthreshold≤fSW≤fmaxfSW2fo=2C---(13)]]>其中C為整數(shù)，Vrms·Irms≤Pmax；在逆變器輸出功率為Pout*時(shí)，由于輸出電壓是固定的，則Irms的大小已知；因此，在輸出功率為Pout*時(shí)保證逆變器轉(zhuǎn)換效率最高，逆變器運(yùn)行損耗Ploss最低；則上式優(yōu)化問題最終轉(zhuǎn)化為：minPloss＝Pcon+PSW+PLs.t.fthreshold≤fSW≤fmaxC為整數(shù)Irms=Pout*Vrms,Pout*∈[0,Pmax]---(14);]]>④利用效率優(yōu)化模型求解不同功率下最優(yōu)載波頻率(14)式的優(yōu)化模型中，功率開關(guān)器件IGBT和并聯(lián)二極管的導(dǎo)通損耗Pcon與開關(guān)頻率fsw無關(guān)，功率開關(guān)器件IGBT和并聯(lián)二極管的開關(guān)損耗PSW隨開關(guān)頻率fsw增大呈遞增趨勢，電感損耗PL則會(huì)隨著開關(guān)頻率fsw增大呈遞減趨勢；利用經(jīng)典優(yōu)化方法進(jìn)行最優(yōu)值求解過程如下，令Pcon＝K1PSW＝K2·fSWPL＝K3+K4fSWα-β其中：K2=4[1π·(Eon_P+Eoff_P)·VdcVdc*·ImIC*+1π·Err·VdcVdc*·ImIC*]]]>K3＝Irms2RLK4=k(VdcD1082NAc)β·VL]]>則優(yōu)化目標(biāo)函數(shù)轉(zhuǎn)化為：minPloss＝K1+K3+K2·fSW+K4·fSWα-β(15)對(15)式中Ploss求導(dǎo)得：Ploss'＝K2+K4·(α-β)·fSWα-β-1(16)由于濾波電感磁芯損耗參數(shù)α<β，則目標(biāo)函數(shù)Ploss具有最小值，令Ploss’＝0，可得損耗最小時(shí)對應(yīng)的開關(guān)頻率值為：fSW=K4·(β-α)K21+β-α---(17);]]>考慮逆變器運(yùn)行時(shí)開關(guān)頻率fSW受開關(guān)頻率上、下限以及輸出電壓的THD約束的限制，綜合上述分析，可以得到逆變器在輸出功率Pout*時(shí)，最優(yōu)載波頻率為：foptimal=fthershold,K4·(β-α)K21+β-α≤fthersholdK4·(β-α)K21+β-α,fthershold<K4·(β-α)K21+β-α≤fmaxfmax,K4·(β-α)K21+β-α≥fmax---(18).]]>進(jìn)一步地，步驟3所述軟件編程采用DSP處理器作為設(shè)計(jì)平臺(tái)，采用CCS編程調(diào)試軟件，對步驟2中的最優(yōu)載波頻率進(jìn)行控制算法的數(shù)字實(shí)現(xiàn)，包括初始化程序，信號的采樣和數(shù)據(jù)處理，中斷程序，完成PWM波形的產(chǎn)生；具體步驟如下：⑤初始化程序，設(shè)定頻率上限參數(shù)fmax，并輸入步驟①中(6)式濾波電感磁芯損耗Pcore求解中所需固定參數(shù)α、β以及步驟②中(10)式輸出諧波畸變最大值限制THDconstraint，求出載波頻率最小值fthershold；⑥信號的采樣和數(shù)據(jù)處理，利用步驟1所述的檢測調(diào)理部分將逆變器當(dāng)前的輸出電壓波形采集并存儲(chǔ)到所述主控芯片中，由主控芯片對所采集的數(shù)據(jù)進(jìn)行分析，根據(jù)步驟①至步驟④所建立模型求解當(dāng)前輸出諧波畸變THD，得到K2、K4；⑦中斷程序以及完成PWM波形的產(chǎn)生，利用步驟④得出的最優(yōu)頻率求解公式(18)求出當(dāng)前輸出功率所對應(yīng)的最優(yōu)載波頻率foptimal，根據(jù)最優(yōu)載波頻率foptimal對系統(tǒng)中斷時(shí)間進(jìn)行控制，以此產(chǎn)生三角波作為載波來控制逆變器輸出；⑧步驟⑤至⑦均采用CCS4軟件編寫，編譯完成后下載到DSP處理器中運(yùn)行，至此完成變功率逆變器的設(shè)計(jì)。進(jìn)一步地，所述DSP處理器采用的型號為TMS320F28335。進(jìn)一步地，所述逆變器硬件電路各部分在逆變器中的作用如下：所述主控芯片用于數(shù)據(jù)的采樣、采樣數(shù)據(jù)的運(yùn)算處理、輸出PWM控制信號和數(shù)據(jù)通信顯示功能；檢測調(diào)理部分用于將電壓電流信號轉(zhuǎn)換為適用范圍的信號，以利于信號的傳輸和DSP處理器的采樣；驅(qū)動(dòng)用于將微弱的控制信號放大來驅(qū)動(dòng)大功率器件IGBT，使IGBT能夠?qū)崿F(xiàn)正常通斷，保證逆變器的正常運(yùn)行；逆變橋和濾波電路用于將直流電源電壓轉(zhuǎn)化為正弦波電壓輸出。進(jìn)一步地，所述直流電源選用電壓在362V左右，輸出電壓為220V頻率50Hz有效值的正弦波電壓；所述逆變器硬件電路采用電壓閉環(huán)反饋控制，以輸出穩(wěn)定電壓。更進(jìn)一步地，所述功率開關(guān)器件IGBT采用英飛凌公司生產(chǎn)的IGBT單管，型號為IKW20N60T；濾波電感磁芯采用CS400090型號磁環(huán)，材質(zhì)為鐵硅鋁，磁導(dǎo)率為90，外徑為40mm，所述磁環(huán)上繞制線圈采用的是直徑1.18mm的銅導(dǎo)線，濾波電感值為3.45mH。本發(fā)明的有益效果：1.考慮到逆變器輸出的電能質(zhì)量問題并建立THD的數(shù)學(xué)模型作為逆變器輸出限制條件，因此該設(shè)計(jì)方法所設(shè)計(jì)的逆變器輸出電能質(zhì)量較高；2.本設(shè)計(jì)方法所設(shè)計(jì)的逆變器利用不同功率下效率最優(yōu)所對應(yīng)的載波頻率進(jìn)行逆變控制。因此此逆變器較定頻逆變器有更高的能源轉(zhuǎn)化效率，尤其是低功耗時(shí)逆變效率提升明顯。附圖說明圖1為本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的逆變器硬件電路示意圖；圖2為本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的逆變器設(shè)計(jì)流程示意圖；圖3為本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的逆變器最優(yōu)載波頻率理論求解步驟流程圖；圖4為本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的定頻控制和最優(yōu)頻率控制下逆變器輸入功率變化曲線圖；圖5為本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的定頻控制和最優(yōu)頻率控制下逆變器損耗變化曲線圖；圖6為本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的定頻控制和最優(yōu)頻率控制下逆變器效率變化曲線。具體實(shí)施方式下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的實(shí)施方式進(jìn)行詳細(xì)描述。實(shí)施例一種基于最優(yōu)載波頻率的逆變器的設(shè)計(jì)方法，包括以下步驟：步驟1，設(shè)計(jì)逆變器硬件電路：逆變器硬件平臺(tái)主要包括主控芯片1、檢測調(diào)理2、驅(qū)動(dòng)3和功率主板部分，其中功率主板部分包括逆變橋4和濾波電路5，逆變橋包括功率開關(guān)器件IGBT損耗，并聯(lián)二極管；濾波電路5采用電感濾波。如圖1所示。步驟2，理論建模求解最優(yōu)載波頻率：首先分析逆變器的損耗來源并將其進(jìn)行分類，根據(jù)不同器件的損耗產(chǎn)生，可以將兩電平逆變器的損耗分為以下部分：功率開關(guān)器件IGBT損耗，并聯(lián)二極管損耗和濾波電感損耗。分別針對每部分建立數(shù)學(xué)模型；然后建立輸出諧波畸變模型；最后以載波頻率為變量，以輸出諧波畸變?yōu)橄拗茥l件，以逆變損耗最小為目標(biāo)建立效率優(yōu)化模型，并進(jìn)行求解，以此得出不同輸出功率對應(yīng)的最優(yōu)載波頻率。建立各種模型的流程如圖2所示。步驟3，軟件程序的編寫：采用CodeComposerStudio(CCS)編程調(diào)試軟件，對步驟2中的最優(yōu)效率曲線進(jìn)行控制算法的數(shù)字實(shí)現(xiàn)，包括了初始化程序，完成芯片的初始化，片內(nèi)外寄存器初始化；中斷程序，完成PWM波形的產(chǎn)生，信號的采樣和數(shù)據(jù)處理。逆變器的控制都是采用CCS4軟件進(jìn)行編寫，編譯完成后再下載到DSP處理器中運(yùn)行。至此整個(gè)逆變器設(shè)計(jì)完成。在上述的一種基于最優(yōu)載波頻率的逆變器，所述的步驟2中，獲得最優(yōu)載波頻率曲線的具體方法如下：經(jīng)過理論計(jì)算與推導(dǎo)得到如下各部分損耗的數(shù)學(xué)模型：單個(gè)功率開關(guān)器件IGBT的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗分別為：PSW_T=1π·fSW·(Eon_P+Eoff_P)·VdcVdc*·ImIC*]]>其中：Pcon-T功率開關(guān)器件IGBT導(dǎo)通損耗，Psw-T功率開關(guān)器件IGBT開關(guān)損耗，Im為輸出電流最大值，為電壓電流相位差，m為調(diào)制度，Vdc為直流電源電壓大小，Eon-P開通一次消耗的能量，Eoff-P關(guān)斷一次消耗的能量，rCE為功率開關(guān)器件IGBT等效電阻，fsw為開關(guān)頻率，VCE0為功率開關(guān)器件IGBT的門檻電壓，Vdc*為功率開關(guān)器件IGBT額定工作電壓，IC*為功率開關(guān)器件IGBT額定工作電流；并聯(lián)二極管的導(dǎo)通損耗和關(guān)段損耗分別為：PSW_D=1π·fSW·Err·VdcVdc*·ICPIC*]]>其中：Pcon-D并聯(lián)二極管導(dǎo)通損耗，PSW_D并聯(lián)二極管關(guān)斷損耗，Err為在額定電壓Vdc*和額定電流Ic*下并聯(lián)二極管關(guān)斷一次損耗能量，rF為等效導(dǎo)通電阻，VF0并聯(lián)二極管的門檻電壓，Vdc為并聯(lián)二極管直流母線電壓，Vdc*為并聯(lián)二極管額定工作電壓，IC*為并聯(lián)二極管額定工作電流，ICP為輸出電流最大值；濾波電感的銅損為：Pcu＝Irms2RLPcu濾波電感銅損，Irms電流有效值，RL等效電阻；濾波電感的磁芯損耗可表示為：Pcore＝kfαBmβ·VL其中：Pcore濾波電感磁芯損耗，VL為濾波電感磁芯體積；k、α、β濾波電感磁芯廠商給出的參數(shù)，Bm為磁感應(yīng)強(qiáng)度的峰值，f載波頻率；輸出電壓的THD數(shù)學(xué)模型為：THD=A32+A52+A72+...+An2A1]]>其中：式中，L為電感值，C為電容值，R為電阻值；逆變器的整機(jī)效率可以表示為：η=PoutPout+Ploss=Vrms·IrmsVrms·Irms+Pcon+PSW+PL]]>式中，Pout輸出功率，Ploss損耗功率，Vrms電壓有效值，Irms電流有效值，Pcon為功率開關(guān)器件IGBT和并聯(lián)二極管的導(dǎo)通損耗，Psw為功率開關(guān)器件IGBT和并聯(lián)二極管的開關(guān)損耗，PL為電感損耗；上式中，效率η是關(guān)于開關(guān)頻率fSW的函數(shù)，通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率fSW使效率最優(yōu)，則優(yōu)化變量為fSW，優(yōu)化目標(biāo)為：maxη(fSW)=Vrms·IrmsVrms·Irms+Pcon+PSW+PL]]>其中：PSW=4[1π·fSW·(Eon_P+Eoff_P)·VdcVdc*·ICPIC*+1π·fSW·Err·VdcVdc*·ICPIC*]]]>PL=Irms2RL+kfα(VdcD1082fNAc)β·VL]]>D為占空比，f為交變頻率，N為濾波電感線圈匝數(shù)，AC為濾波電感磁芯有效面積(單位cm2)；輸出電壓的THD約束條件可表示如下：THD=A32+A52+A72+...+An2A1≤THDconstraint]]>An=4Vdcnπ(Tc-1)·1(1-LC(314n)2)2+(LR314n)2]]>n=1,3,5,...,Tc=4Σk=1N/2sin[nπ2N(2k-1)]·sin{nπ4N[1+msinπ2N(2k-1)]}]]>式中：THDconstraint為輸出電壓的THD上限值。由于功率開關(guān)器件及裝置的頻率限制，開關(guān)頻率必須滿足以下約束條件：fmin≤fSW≤fmaxfSW4fo=C]]>式中：C為整數(shù)，fmin和fmax為開關(guān)頻率上、下限，fo為輸出工頻頻率；此外，逆變器裝置輸出功率也是有限制，必須小于最大輸出功率Pmax，防止裝置因電流過大而燒毀，則有：Pout＝Vrms·Irms≤Pmax逆變器開關(guān)頻率越大，輸出電壓的THD值越小。若開關(guān)頻率fSW＝fc時(shí)，輸出電壓的THD剛好近似等于設(shè)定值THDconstraint，令fthreshold＝fc，則在[fthreshold，fmax]區(qū)間內(nèi)，輸出THD的值都要小于設(shè)定值THDconstraint；相反，在[fmin，fthreshold]區(qū)間內(nèi)，輸出電壓的THD的值都要大于設(shè)定值THDconstraint，根據(jù)模型要求，這個(gè)區(qū)間內(nèi)輸出電壓的THD不滿足約束條件要求，可以不考慮。其中，fthershold載波頻率最小值，fc輸出電壓的THD≈THDconstraint時(shí)的開關(guān)頻率；因此求解最優(yōu)頻率的公式如下：maxη(fSW)=Vrms·IrmsVrms·Irms+Pcon+PSW+PL]]>s.t.fthreshold≤fSW≤fmaxfSW2fo=2C]]>其中C為整數(shù)，Vrms·Irms≤Pmax；在逆變器輸出功率為Pout*時(shí)，由于輸出電壓是固定的，則可以知道Irms的大小。因此，在輸出功率為Pout*時(shí)保證逆變器轉(zhuǎn)換效率最高，就是保證該功率下逆變器運(yùn)行損耗Ploss最低。則上式優(yōu)化問題最終轉(zhuǎn)化為：minPloss＝Pcon+PSW+PLs.t.fthreshold≤fSW≤fmaxC為整數(shù)Irms=Pout*Vrms,Pout*∈[0,Pmax]]]>上述優(yōu)化模型中，導(dǎo)通損耗Pcon與開關(guān)頻率無關(guān)，開關(guān)損耗PSW隨開關(guān)頻率增大成增大趨勢，電感損耗PL則會(huì)隨著開關(guān)頻率增大成遞減趨勢。因此，這個(gè)優(yōu)化問題就可以利用經(jīng)典優(yōu)化方法進(jìn)行最優(yōu)值求解。令Pcon＝K1PSW＝K2·fSWPL＝K3+K4fSWα-β其中：K2=4[1π·(Eon_P+Eoff_P)·VdcVdc*·ImIC*+1π·Err·VdcVdc*·ImIC*]]]>K3＝Irms2RLK4=k(VdcD1082NAc)β·VL]]>則優(yōu)化目標(biāo)函數(shù)轉(zhuǎn)化為：minPloss＝K1+K3+K2·fSW+K4·fSWα-β對上式Ploss求導(dǎo)得：Ploss'＝K2+K4·(α-β)·fSWα-β-1由于磁芯損耗參數(shù)α<β，則目標(biāo)函數(shù)Ploss具有最小值，令Ploss’＝0，可得損耗最小時(shí)對應(yīng)的開關(guān)頻率值為：fSW=K4·(β-α)K21+β-α]]>實(shí)際上，逆變器運(yùn)行時(shí)開關(guān)頻率還要受到開關(guān)頻率上下限以及輸出電壓的THD約束的限制。綜合以上分析，可以得到逆變器在輸出功率Pout*時(shí)轉(zhuǎn)換效率最高即損耗最小對應(yīng)的最優(yōu)開關(guān)頻率為：foptimal=fthershold,K4·(β-α)K21+β-α≤fthersholdK4·(β-α)K21+β-α,fthershold<K4·(β-α)K21+β-α≤fmaxfmax,K4·(β-α)K21+β-α≥fmax]]>整個(gè)優(yōu)化算法步驟流程圖如圖3所示，按照此步驟求出不同輸出功率下所對應(yīng)的損耗最小時(shí)的最優(yōu)載波頻率。在上述的一種基于最優(yōu)載波頻率的逆變器，所述的步驟3中，將求得的最優(yōu)頻率曲線的理論方法通過編程應(yīng)用到逆變器的算法具體如下：首先在程序初始化過程中設(shè)定頻率上限參數(shù)fmax，并輸入濾波電感損耗求解中所需固定參數(shù)α、β以及輸出諧波畸變最大值限制THDconstraint，進(jìn)一步求出載波頻率最小值fthershold，然后利用步驟1中所描述的檢測調(diào)理部分2將逆變器當(dāng)前的輸出電壓波形采集并存儲(chǔ)到主控芯片1中，然后利用主控芯片1對采集回來的數(shù)據(jù)進(jìn)行分析，按照上述理論方法求解當(dāng)前輸出諧波畸變THD，然后求解K2、K4。利用前面推導(dǎo)出的最優(yōu)頻率求解公式求出當(dāng)前輸出功率所對應(yīng)的最優(yōu)載波頻率，然后根據(jù)最優(yōu)載波頻率對系統(tǒng)中斷時(shí)間進(jìn)行控制，以此產(chǎn)生三角波作為載波來控制逆變器輸出。具體實(shí)施時(shí)，主控芯片1主要負(fù)責(zé)數(shù)據(jù)的采樣、采樣數(shù)據(jù)的運(yùn)算處理、輸出PWM控制信號和數(shù)據(jù)通信顯示功能等；檢測調(diào)理2主要負(fù)責(zé)將電壓電流信號轉(zhuǎn)換為可適用范圍的信號，以便信號的傳輸和DSP芯片的采樣；驅(qū)動(dòng)3主要是負(fù)責(zé)將微弱的控制信號放大用以驅(qū)動(dòng)大功率開關(guān)器件IGBT，使功率開關(guān)器件IGBT能夠?qū)崿F(xiàn)正常通斷，保證逆變器能夠正常運(yùn)行；逆變橋4和濾波電路5負(fù)責(zé)將直流電源電壓轉(zhuǎn)化為正弦波電壓輸出。設(shè)計(jì)平臺(tái)采用的是DSP處理器，型號為TMS320F28335，功率開關(guān)器件IGBT采用的是英飛凌公司生產(chǎn)的IGBT單管，型號為IKW20N60T，濾波電感磁芯采用的是CS400090型號磁環(huán)，材質(zhì)為鐵硅鋁，磁導(dǎo)率為90，外徑為40mm，磁環(huán)上面繞制線圈采用的是直徑1.18mm的銅導(dǎo)線，濾波電感值為3.45mH。搭建好逆變器后，對逆變器進(jìn)行損耗分析。功率分析儀采用的是TeKtronix公司生產(chǎn)的PA1000分析儀。采用的直流電源電壓在362V左右，輸出電壓為50Hz頻率220V有效值的正弦波電壓，逆變器控制采用電壓閉環(huán)反饋控制，保證輸出電壓穩(wěn)定。由圖5可知，當(dāng)逆變器輸出功率為100W左右時(shí)，采用定頻控制，開關(guān)頻率為10KHz，此時(shí)用PA1000測試逆變器的效率約為85.47％，輸出電壓的THD為1.69％，當(dāng)逆變器采用最優(yōu)頻率控制時(shí)，測得逆變器效率為88.20％，輸出電壓的THD為0.74％，滿足THD約束條件，對比兩種控制可以看出，對逆變器進(jìn)行效率優(yōu)化后逆變器效率提升了2.73％；在功率為150W左右時(shí)，采用定頻控制，效率約為89.60％，輸出電壓的THD為1.60％，采用最優(yōu)頻率控制時(shí)，效率為90.7％，輸出電壓的THD為0.68％，相比10K定頻逆變器效率提升了1.1％。從以上實(shí)驗(yàn)可以得到，逆變器采用最優(yōu)頻率控制能夠有效提升效率。接下來，測試變功率輸出時(shí)逆變器優(yōu)化情況。逆變器剛剛啟動(dòng)時(shí)，逆變器的輸出功率大概在100W左右，在t＝15s左右時(shí)間，突然增大負(fù)荷，使輸出功率突變到250W左右，在t＝30s左右又突然減小負(fù)荷，輸出功率突降為150W左右，在此功率變化情況下，利用功率分析儀對逆變器進(jìn)行測試，逆變器輸入功率曲線如圖4所示，逆變器損耗大小曲線如圖5所示，轉(zhuǎn)換效率曲線如圖6所示。從實(shí)驗(yàn)得到的曲線圖可以看出：當(dāng)逆變器輸出功率變化時(shí)，采用最優(yōu)頻率控制能夠有效減少損耗，提升逆變器效率，且在低功率輸出時(shí)這種提升效果更明顯，優(yōu)化的同時(shí)保證了輸出電壓質(zhì)量。應(yīng)當(dāng)理解的是，本說明書未詳細(xì)闡述的部分均屬于現(xiàn)有技術(shù)。雖然以上結(jié)合附圖描述了本發(fā)明的具體實(shí)施方式，但是本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，這些僅是舉例說明，可以對這些實(shí)施方式做出多種變形或修改，而不背離本發(fā)明的原理和實(shí)質(zhì)。本發(fā)明的范圍僅由所附權(quán)利要求書限定。當(dāng)前第1頁1 2 3