本發(fā)明涉及感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng)環(huán)流控制
技術(shù)領(lǐng)域：
，具體涉及一種基于輔助電感的感應(yīng)電能傳輸環(huán)流控制電路系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
：感應(yīng)電能傳輸(InductivelyPowerTransfer，IPT)技術(shù)是一種新型的電能傳輸技術(shù)，是一種基于電磁感應(yīng)耦合原理，綜合利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)、大功率高頻變換技術(shù)、磁場耦合技術(shù)，借助現(xiàn)代控制理論與策略，實(shí)現(xiàn)一個(gè)或多個(gè)用電設(shè)備以非電氣接觸的方式從供電系統(tǒng)獲得電能的技術(shù)。該技術(shù)解決了傳統(tǒng)供電方式由于電氣連接產(chǎn)生的問題和缺陷，可以實(shí)現(xiàn)電能的安全、靈活接入。在IPT系統(tǒng)中，開關(guān)管在諧振電容電壓非零點(diǎn)切換會導(dǎo)致環(huán)流的出現(xiàn)。環(huán)流會使得諧振電容兩端的電壓發(fā)生畸變，并導(dǎo)致電磁干擾的產(chǎn)生，開關(guān)損耗增大，影響系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行，降低系統(tǒng)的傳輸效率。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本申請通過提供一種基于輔助電感的感應(yīng)電能傳輸環(huán)流控制電路系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)近似零電流開通、零電壓關(guān)斷，降低了環(huán)流峰值，降低了開關(guān)管的開關(guān)損耗，抑制了諧振網(wǎng)絡(luò)與逆變網(wǎng)絡(luò)之間的較大的環(huán)流。本申請采用以下技術(shù)方案予以實(shí)現(xiàn)：一種基于輔助電感的感應(yīng)電能傳輸環(huán)流控制電路系統(tǒng)，包括由串聯(lián)的直流電源Ein和濾波電感Ldc組成的準(zhǔn)電流源、脈沖發(fā)生電路、高頻逆變網(wǎng)絡(luò)、原邊諧振網(wǎng)絡(luò)、副邊諧振網(wǎng)絡(luò)、整流濾波網(wǎng)絡(luò)及負(fù)載，其中，所述準(zhǔn)電流源與所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)連接，為所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)提供直流電，所述脈沖發(fā)生電路與所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)連接，輸出控制脈沖來控制所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的輸出波形，所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)與所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)連接，輸出方波電流給所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)，所述副邊諧振網(wǎng)絡(luò)接收所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)輸出的正弦電流，所述副邊諧振網(wǎng)絡(luò)通過所述整流濾波網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載連接，將正弦電流經(jīng)過整流濾波后輸出給負(fù)載，所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)包括第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3和第四開關(guān)S4，在所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的輸出端與所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)之間設(shè)置了一個(gè)輔助電感L1，用于阻尼環(huán)流的上升速度和峰值，且在脈沖發(fā)生電路的每個(gè)PWM周期中均存在所述第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3及第四開關(guān)S4同時(shí)導(dǎo)通的時(shí)間TOV，即重疊導(dǎo)通時(shí)間，一方面給濾波電感Ldc提供電流回路，另一方面，使得輔助電感L1上的電流平穩(wěn)換向。進(jìn)一步地，所述第一開關(guān)S1包括MOSFET管Q1和反并聯(lián)的二極管D1，所述第二開關(guān)S2包括MOSFET管Q2和反并聯(lián)的二極管D2，所述第三開關(guān)S3包括MOSFET管Q3和反并聯(lián)的二極管D3，所述第四開關(guān)S4包括MOSFET管Q4和反并聯(lián)的二極管D4，其中，所述MOSFET管Q1的源極與所述MOSFET管Q2的漏極連接，所述MOSFET管Q3的源極與所述MOSFET管Q4的漏極連接，所述MOSFET管Q1的漏極與所述MOSFET管Q3的漏極連接，所述MOSFET管Q1的源極與所述MOSFET管Q4的漏極連接，所有二極管的正極均與對應(yīng)MOSFET管的源極連接，所有二極管的負(fù)極均與對應(yīng)MOSFET管的漏極連接，所述MOSFET管的柵極均與所述脈沖發(fā)生電路連接，所述MOSFET管Q1的源極作為所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的第一輸出端，所述MOSFET管Q3的源極作為所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的第二輸出端，所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)包括并聯(lián)的諧振電容Cp和諧振電感Lp，且兩者的并聯(lián)節(jié)點(diǎn)作為原邊諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入端，所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的第一輸出端通過所述輔助電感L1與所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入端相連，所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的第二輸出端與所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)的另一個(gè)輸入端相連。作為另外一種優(yōu)選的技術(shù)方案，所述第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3和第四開關(guān)S4可選用IGBT絕緣柵雙極型晶體管。進(jìn)一步地，當(dāng)同時(shí)滿足(1)系統(tǒng)工作頻率大于ZVS頻率，即fs＞fZVS；(2)所有開關(guān)管需要在t1～t3的時(shí)間段內(nèi)關(guān)斷；以及(3)在重疊導(dǎo)通時(shí)間TOV階段，輔助電感L1上的電流必須大于濾波電感Ldc上的電流這三個(gè)條件下，所述環(huán)流控制電路穩(wěn)態(tài)時(shí)分為以下模態(tài)：模態(tài)0：在t0時(shí)刻之前，輔助電感L1上的電流等于所述準(zhǔn)電流源輸出的直流電iin_dc的負(fù)值，即諧振電容電壓為負(fù)值，第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3處于導(dǎo)通狀態(tài)，第一開關(guān)S1、第四開關(guān)S4處于關(guān)斷狀態(tài)，濾波電感Ldc上的電流通過第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3以及原邊諧振網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成一回路；模態(tài)1：t0～t1時(shí)間段，t0時(shí)刻第一開關(guān)S1和第四開關(guān)S4導(dǎo)通，輔助電感L1上的電流在諧振電容電壓的作用下由負(fù)變?yōu)檎?，直至在t1時(shí)刻等于iin_dc，在電流為負(fù)時(shí)，通過第二開關(guān)S2-二極管D4、第三開關(guān)S3-二極管D1形成回路，在電流變?yōu)檎龝r(shí)，通過第一開關(guān)S1-二極管D3、第四開關(guān)S4-二極管D2形成回路，環(huán)流在第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3和第四開關(guān)S4構(gòu)成的回路中流動，此模態(tài)中，濾波電感Ldc上的電流直接通過第一開關(guān)S1-第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3-第四開關(guān)S4構(gòu)成回路，不經(jīng)過原邊諧振網(wǎng)絡(luò)；模態(tài)2：t1～(t1+TOV)時(shí)間段，t1時(shí)刻諧振電容電壓仍為負(fù)值，電流繼續(xù)增大，t2時(shí)刻為的過零點(diǎn)，此時(shí)，電流達(dá)到最大值，之后，電流開始減小，在此模態(tài)中，環(huán)流在第一開關(guān)S1-第四開關(guān)S4構(gòu)成的回路中流動，在t1+TOV時(shí)刻，第二開關(guān)S2和第三開關(guān)S3關(guān)斷，在此模態(tài)中，濾波電感Ldc上的電流直接通過第一開關(guān)S1-第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3-第四開關(guān)S4構(gòu)成回路，不經(jīng)過原邊諧振網(wǎng)絡(luò)；模態(tài)3：(t1+TOV)～t3時(shí)間段，在此模態(tài)中，第二開關(guān)S2和第三開關(guān)S3關(guān)斷，環(huán)流在第一開關(guān)S1-二極管D3、第四開關(guān)S4-二極管D2構(gòu)成的回路中流動，原本在第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3中流動的電流轉(zhuǎn)移至了其對應(yīng)的二極管D2、二極管D3，使得第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3在關(guān)斷時(shí)刻電壓為近似0，實(shí)現(xiàn)了ZVS，此模態(tài)中，濾波電感Ldc上的電流通過第一開關(guān)S1、第四開關(guān)S4和原邊諧振網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成回路，電流iL1為濾波電感上的電流與環(huán)路電流之和，在t3時(shí)刻，電流iL1等于所述準(zhǔn)電流源輸出的直流電iin_dc，環(huán)路電流降為0，環(huán)流通路不再存在，環(huán)流消失；模態(tài)4：t3～t4時(shí)間段，第一開關(guān)S1和第四開關(guān)S4處于導(dǎo)通狀態(tài)，第二開關(guān)S2和第三開關(guān)S3處于關(guān)斷狀態(tài)，濾波電感Ldc上的電流通過第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2以及原邊諧振網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成一回路；t4～t5時(shí)間段為該環(huán)流控制電路的下半周期，對應(yīng)的，第一開關(guān)、第四開關(guān)在關(guān)斷時(shí)實(shí)現(xiàn)ZVS。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本申請?zhí)峁┑募夹g(shù)方案，具有的技術(shù)效果或優(yōu)點(diǎn)是：降低了環(huán)流峰值，能夠?qū)崿F(xiàn)近似零電流開通、零電壓關(guān)斷，降低了開關(guān)管損壞率。附圖說明圖1為環(huán)流控制電路圖；圖2為環(huán)流控制電路的穩(wěn)態(tài)波形圖；圖3a為模態(tài)0的等效電路圖；圖3b為模態(tài)1的等效電路圖；圖3c為模態(tài)2的等效電路圖；圖3d為模態(tài)3的等效電路圖；圖3e為模態(tài)4的等效電路圖；圖4為重疊導(dǎo)通階段環(huán)流等效電路圖；圖5為環(huán)流控制電路的輸入、輸出波形圖。具體實(shí)施方式本申請實(shí)施例通過提供一種基于輔助電感的感應(yīng)電能傳輸環(huán)流控制電路系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)近似零電流開通、零電壓關(guān)斷，降低了環(huán)流峰值，降低了開關(guān)管的開關(guān)損耗，抑制了諧振網(wǎng)絡(luò)與逆變網(wǎng)絡(luò)之間的較大的環(huán)流。為了更好的理解上述技術(shù)方案，下面將結(jié)合說明書附圖以及具體的實(shí)施方式，對上述技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)的說明。實(shí)施例一種基于輔助電感的感應(yīng)電能傳輸環(huán)流控制電路系統(tǒng)，如圖1所示，包括由串聯(lián)的直流電源Ein和濾波電感Ldc組成的準(zhǔn)電流源、脈沖發(fā)生電路、高頻逆變網(wǎng)絡(luò)、原邊諧振網(wǎng)絡(luò)、副邊諧振網(wǎng)絡(luò)、整流濾波網(wǎng)絡(luò)及負(fù)載，其中，所述準(zhǔn)電流源與所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)連接，為所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)提供直流電，所述脈沖發(fā)生電路與所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)連接，輸出控制脈沖來控制所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的輸出波形，所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)與所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)連接，輸出方波電流給所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)，所述副邊諧振網(wǎng)絡(luò)接收所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)輸出的正弦電流，所述副邊諧振網(wǎng)絡(luò)通過所述整流濾波網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載連接，將正弦電流經(jīng)過整流濾波后輸出給負(fù)載，所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)包括第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3和第四開關(guān)S4，在所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的輸出端與所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)之間設(shè)置了一個(gè)輔助電感L1，用于阻尼環(huán)流的上升速度和峰值，且在脈沖發(fā)生電路的每個(gè)PWM周期中均存在所述第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3及第四開關(guān)S4同時(shí)導(dǎo)通的時(shí)間TOV，即重疊導(dǎo)通時(shí)間，一方面給濾波電感Ldc提供電流回路，另一方面，使得輔助電感L1上的電流平穩(wěn)換向(從+iin_dc變換至-iin_dc，或者從-iin_dc變換至+iin_dc)。其中，所述第一開關(guān)S1包括MOSFET管Q1和反并聯(lián)的二極管D1，所述第二開關(guān)S2包括MOSFET管Q2和反并聯(lián)的二極管D2，所述第三開關(guān)S3包括MOSFET管Q3和反并聯(lián)的二極管D3，所述第四開關(guān)S4包括MOSFET管Q4和反并聯(lián)的二極管D4，其中，所述MOSFET管Q1的源極與所述MOSFET管Q2的漏極連接，所述MOSFET管Q3的源極與所述MOSFET管Q4的漏極連接，所述MOSFET管Q1的漏極與所述MOSFET管Q3的漏極連接，所述MOSFET管Q1的源極與所述MOSFET管Q4的漏極連接，所有二極管的正極均與對應(yīng)MOSFET管的源極連接，所有二極管的負(fù)極均與對應(yīng)MOSFET管的漏極連接，所述MOSFET管的柵極均與所述脈沖發(fā)生電路連接，所述MOSFET管Q1的源極作為所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的第一輸出端，所述MOSFET管Q3的源極作為所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的第二輸出端，所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)包括并聯(lián)的諧振電容Cp和諧振電感Lp，且兩者的并聯(lián)節(jié)點(diǎn)作為原邊諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入端，所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的第一輸出端通過所述輔助電感L1與所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入端相連，所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的第二輸出端與所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)的另一個(gè)輸入端相連。圖2所示為穩(wěn)態(tài)時(shí)系統(tǒng)的波形圖，圖3(a)、圖3(b)、圖3(c)、圖3(d)、圖3(e)分別為穩(wěn)態(tài)時(shí)各個(gè)模態(tài)的等效電路圖。模態(tài)0：在t0時(shí)刻之前，輔助電感L1上的電流等于所述準(zhǔn)電流源輸出的直流電iin_dc的負(fù)值，即諧振電容電壓為負(fù)值，第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3處于導(dǎo)通狀態(tài)，第一開關(guān)S1、第四開關(guān)S4處于關(guān)斷狀態(tài)，濾波電感Ldc上的電流通過第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3以及原邊諧振網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成一回路；模態(tài)1：t0-t1時(shí)間段，t0時(shí)刻第一開關(guān)S1和第四開關(guān)S4導(dǎo)通，輔助電感L1上的電流在諧振電容電壓的作用下由負(fù)變?yōu)檎敝猎趖1時(shí)刻等于iin_dc，在電流為負(fù)時(shí)，通過第二開關(guān)S2-二極管D4、第三開關(guān)S3-二極管D1形成回路，在電流變?yōu)檎龝r(shí)，通過第一開關(guān)S1-二極管D3、第四開關(guān)S4-二極管D2形成回路，由于MOSFET中電流可以雙向流動，且其導(dǎo)通壓降一般低于其體二極管，故環(huán)流在第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3和第四開關(guān)S4構(gòu)成的回路中流動，此模態(tài)中，濾波電感Ldc上的電流直接通過第一開關(guān)S1-第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3-第四開關(guān)S4構(gòu)成回路，不經(jīng)過原邊諧振網(wǎng)絡(luò)；模態(tài)2：t1-(t1+TOV)時(shí)間段，t1時(shí)刻諧振電容電壓仍為負(fù)值，電流繼續(xù)增大，t2時(shí)刻為的過零點(diǎn)，此時(shí)，電流達(dá)到最大值，之后，電流開始減小，在此模態(tài)中，環(huán)流在第一開關(guān)S1-第四開關(guān)S4構(gòu)成的回路中流動，在t1+TOV時(shí)刻，第二開關(guān)S2和第三開關(guān)S3關(guān)斷，在此模態(tài)中，濾波電感Ldc上的電流直接通過第一開關(guān)S1-第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3-第四開關(guān)S4構(gòu)成回路，不經(jīng)過原邊諧振網(wǎng)絡(luò)；模態(tài)3：(t1+TOV)-t3時(shí)間段，在此模態(tài)中，第二開關(guān)S2和第三開關(guān)S3關(guān)斷，環(huán)流在第一開關(guān)S1-二極管D3、第四開關(guān)S4-二極管D2構(gòu)成的回路中流動，原本在第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3中流動的電流轉(zhuǎn)移至了其對應(yīng)的二極管D2、二極管D3，使得第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3在關(guān)斷時(shí)刻電壓為近似0，實(shí)現(xiàn)了ZVS，此模態(tài)中，濾波電感Ldc上的電流通過第一開關(guān)S1、第四開關(guān)S4和原邊諧振網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成回路，電流為濾波電感上的電流與環(huán)路電流之和，在t3時(shí)刻，電流等于所述準(zhǔn)電流源輸出的直流電iin_dc，環(huán)路電流降為0，環(huán)流通路不再存在，環(huán)流消失；模態(tài)4：t3-t4時(shí)間段，第一開關(guān)S1和第四開關(guān)S4處于導(dǎo)通狀態(tài)，第二開關(guān)S2和第三開關(guān)S3處于關(guān)斷狀態(tài)，濾波電感Ldc上的電流通過第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2以及原邊諧振網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成一回路；t4-t5時(shí)間段為該環(huán)流控制電路的下半周期，對應(yīng)的，第一開關(guān)、第四開關(guān)在關(guān)斷時(shí)實(shí)現(xiàn)ZVS。從以上各個(gè)模態(tài)的分析可知，實(shí)現(xiàn)上述工作模式的條件有以下三個(gè)：(1)由于該電路主要是抑制第一類環(huán)流，所以，系統(tǒng)工作頻率大于ZVS頻率，即fs＞fZVS；(2)所有開關(guān)管需要在t1～t3時(shí)間段內(nèi)關(guān)斷，即重疊導(dǎo)通時(shí)間TOV有一定限制。如果開關(guān)管在t1前關(guān)斷，由于iL1低于iin_dc，輔助電感L1上電流iL1將在很短時(shí)間內(nèi)提高至iin_dc，產(chǎn)生的電壓尖峰會加至關(guān)斷的開關(guān)管兩端，可能損壞開關(guān)管；(3)在重疊導(dǎo)通時(shí)間TOV階段，輔助電感L1上的電流iL1必須大于濾波電感Ldc上的電流，否則無法實(shí)現(xiàn)ZVS關(guān)斷。當(dāng)輔助電感L1的電流iL1在重疊導(dǎo)通時(shí)間TOV內(nèi)始終小于iin_dc時(shí)，也就不存在t1～t3這一階段了，這就必然會產(chǎn)生很高的電壓尖峰。當(dāng)上述三個(gè)條件都滿足時(shí)，環(huán)流幅值被抑制，四個(gè)開關(guān)管均能實(shí)現(xiàn)ZVS關(guān)斷。由于IPT系統(tǒng)中，一般情況下原、副邊諧振網(wǎng)絡(luò)均近似諧振，且Q值較高。因此，在重疊導(dǎo)通時(shí)間TOV內(nèi)，可以將原邊并聯(lián)諧振電容Cp近似為一個(gè)交流電壓源。其電壓表達(dá)式為：圖4為重疊導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)環(huán)流等效電路圖，可列出下式UL1(t)=-UCP(t)=L1diL1(t)dtiL1(t)=∫t0t-UCP(t)L1·dt-iin_dc=UCP_peakcos(ωt-ωt2)-cos(-ωt2)ωL1-iin_dc---(2)]]>在t2時(shí)刻，iL1達(dá)到峰值：iL1_peak=iL1(t2)=UCP_peak1-cos(-ωt2)ωL1-iin_dc---(3)]]>由條件(3)可知，iL1_peak必須大于iin_dc，由式(3)可知，減小L1的大小，可以直接增大iL1_peak。因此，可以通過適當(dāng)選取L1的值來滿足條件(3)。該環(huán)流控制電路的一個(gè)重要的特點(diǎn)是恒電壓變比。電路圖5所示為環(huán)流控制電路的輸入、輸出波形圖，在系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，電源輸入功率為：高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的輸出功率為：Pinv_out=2T∫θ1θ2iin_dcUinv_out_peaksinωt·dt=1π∫θ1θ2iin_dcUinv_peaksinθ·dθ=1πiin_dc·(-Uinv_out_peakcosθ|θ1θ2)=1πiin_dcUinv_out_peak·(cosθ1+cos(π-θ2))---(5)]]>式中θ1、θ2為半個(gè)周期中高頻逆變網(wǎng)絡(luò)輸出電壓不為零的起始相角和結(jié)束相角，以諧振電容電壓相角為參考。忽略高頻逆變網(wǎng)絡(luò)中開關(guān)管的損耗、Ldc的損耗，則高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的輸出功率與直流電源輸入功率相等。Psupple_in=Pinv_outUinv_out_peak=Einπ(cosθ1+cos(π-θ2))---(6)]]>在[θ1,π-θ2]之間時(shí)，高頻逆變網(wǎng)絡(luò)輸出電壓直接輸出至諧振電容兩端。又考慮到θ1、π-θ2較小，故一般有下式成立：UCp_peak＝Uinv_out_peak(7)對輔助電感L1后面的原邊諧振網(wǎng)絡(luò)而言，由于原邊諧振網(wǎng)絡(luò)處于諧振頻率附近，其能量絕大多數(shù)由基波傳輸，因此，原邊諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入功率表示為:Pres_in=(UCp_peak)22|Zparallel|cosθ---(8)]]>式(8)中，θ為諧振網(wǎng)絡(luò)輸入阻抗角，也是和iL1的基次諧波之間的相位差,Zparallel是原邊諧振網(wǎng)絡(luò)及其后級電路的總阻抗(此處副邊使用串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò))。Zparallel=(jωLP+ω2M2jωLS+1jωCS+RL_eq)//1jωCS=11(jωLP+ω2M2jωLS+1jωCS+RL_eq)+jωCS]]>式(9)中結(jié)合式(6)、(7)、(8)，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入功率為：Pres_in=π2Ein22(cosθ1+cos(π-θ2))2·cosθ|Zparallel|---(10)]]>實(shí)際系統(tǒng)中，由于實(shí)際系統(tǒng)中L1通常較小，t0～t3時(shí)間段占整個(gè)周期的很小一部分，故θ1、π-θ2相對于整個(gè)周期而言很小，可以忽略，則(10)式可以簡化為：Pres_in≈π2Ein28·cosθ|Zparallel|---(11)]]>忽略Ldc、L1和各開關(guān)管上的損耗，則原邊諧振網(wǎng)絡(luò)輸入功率與電源輸入功率相等。Einiin_dc=π2Ein28·cosθ|Zparallel|---(12)]]>因此，接下來將分析下整個(gè)系統(tǒng)的電壓變比。對于高頻逆變網(wǎng)絡(luò)，其電壓變比為：M1=Uinv_out_peakEin=π(cosθ1+cos(π-θ2))---(14)]]>由于θ1、π-θ2均大于0，但值較小，一般有1＜(cosθ1+cos(π-θ2))＜2，因此，高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的電壓變比只在較小范圍內(nèi)發(fā)生變化。對于并聯(lián)原邊諧振網(wǎng)絡(luò)，其電壓變比為M2=URLUinv_out_peak=jωM(jωLp+RLp)+(jωLp+RLp)(jωLs+RLs+1jωCs)+ω2M2RL---(15)]]>當(dāng)負(fù)載RL較大且可以忽略時(shí)，(15)式可化簡為M2≈jωM(jωLp+RLp)≈MLp---(16)]]>此時(shí)M2不再隨頻率和負(fù)載的變化而變化，近似恒定。則整個(gè)系統(tǒng)的電壓變比為Msys=M1M2≈π(cosθ1+cos(π-θ2))MLp---(17)]]>再考慮到θ1、π-θ2相對于整個(gè)周期而言很小，可以忽略，則整個(gè)系統(tǒng)的電壓變比為：Msys≈π2MLp---(18)]]>由式(18)可以看出，此系統(tǒng)的電壓變比在負(fù)載取值較大時(shí)，基本與負(fù)載和頻率無關(guān)。因此，恒電壓變比是該系統(tǒng)一個(gè)很重要的特點(diǎn)，在某些對電壓要求不高的場合，可以不需要加入額外的電壓調(diào)節(jié)器，就能夠?qū)崿F(xiàn)相對穩(wěn)定的電壓輸出。且此系統(tǒng)對工作頻率也無要求，在變換頻率時(shí)，系統(tǒng)輸出特性無明顯變化，實(shí)際系統(tǒng)工作時(shí)，可以通過選擇合適的工作頻率，使系統(tǒng)工作狀態(tài)達(dá)到最優(yōu)。在選擇開關(guān)管方面，需要對該電路的開開關(guān)管電壓、電流應(yīng)力及開關(guān)、關(guān)斷時(shí)刻的狀態(tài)進(jìn)行分析?？紤]到一個(gè)周期中系統(tǒng)運(yùn)行的對稱性，所推導(dǎo)的某一個(gè)開關(guān)管的電壓、電流應(yīng)力即為四個(gè)開關(guān)管的電壓、電流應(yīng)力。主要針對t0～t4時(shí)間段進(jìn)行分析。開關(guān)管S2、S3在t3～t4階段處于關(guān)斷狀態(tài)，且承受正向電壓。其開關(guān)管的漏極源極兩端所承受的電壓等于所以開關(guān)管漏極源極兩端所承受的最大電壓為此值可由式(6)、(7)確定。開關(guān)管S1、S4在t0～t4時(shí)間段始終處于導(dǎo)通階段，在非重疊導(dǎo)通階段t3～t4，其上流過的電流為iin_dc。在重疊導(dǎo)通階段t0～t3，所有開關(guān)管上流過的電流由兩部分電流合成，第一部分為Ldc上的電流，由于此階段所有開關(guān)管均導(dǎo)通，所以電流均分，所有開關(guān)管上流過的電流均為第二部分為L1上的電流，第一開關(guān)管S1、第四開關(guān)管S4上流過電流均為第二開關(guān)管S2、第三開關(guān)管S3上流過電流均為綜上，重疊導(dǎo)通階段，第一開關(guān)管S1、第四開關(guān)管S4上流過的電流為第二開關(guān)管S2、第三開關(guān)管S3上流過的電流為則第一開關(guān)管S1、第四開關(guān)管S4上流過的電流的最大值為但由于的值無法精確計(jì)算，故電流應(yīng)力無法提前確定，只能依賴實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。并且，在選擇開關(guān)管時(shí)，還需考慮實(shí)際器件電流變化率的限制。因?yàn)樵谥丿B導(dǎo)通階段電流變化速率較大，可能超出一些器件的最大電流變化率。第一開關(guān)管S1、第四開關(guān)管S4在t0時(shí)刻開通，開通后，其上流過的電流為由于此時(shí)等于-iin_dc，能夠?qū)崿F(xiàn)零電流開通特性。第二開關(guān)管S2、第三開關(guān)管S3在t3時(shí)刻關(guān)斷，關(guān)斷后，其反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，因此，其能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓關(guān)斷特性。綜上所述，第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3和第四開關(guān)S4能夠?qū)崿F(xiàn)零電流開通、零電壓關(guān)斷特性。作為另外一種優(yōu)選的技術(shù)方案，所述第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3和第四開關(guān)S4可選用IGBT絕緣柵雙極型晶體管，因?yàn)槠淞汶妷宏P(guān)斷的特性，可以消除IGBT關(guān)斷時(shí)的電流拖尾現(xiàn)象。本申請的上述實(shí)施例中，通過提供一種基于輔助電感的感應(yīng)電能傳輸環(huán)流控制電路系統(tǒng)，在所述高頻逆變網(wǎng)絡(luò)的輸出端與所述原邊諧振網(wǎng)絡(luò)之間設(shè)置了一個(gè)輔助電感L1，用于阻尼環(huán)流的上升速度和峰值，且在脈沖發(fā)生電路的每個(gè)PWM周期中均存在所述第一開關(guān)S1、第二開關(guān)S2、第三開關(guān)S3及第四開關(guān)S4同時(shí)導(dǎo)通的時(shí)間TOV，即重疊導(dǎo)通時(shí)間，一方面給濾波電感Ldc提供電流回路，另一方面，使得輔助電感L1上的電流平穩(wěn)換向，該系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)近似零電流開通、零電壓關(guān)斷，降低了環(huán)流峰值，降低了開關(guān)管的開關(guān)損耗，抑制了諧振網(wǎng)絡(luò)與逆變網(wǎng)絡(luò)之間的較大的環(huán)流。應(yīng)當(dāng)指出的是，上述說明并非是對本發(fā)明的限制，本發(fā)明也并不僅限于上述舉例，本
技術(shù)領(lǐng)域：
的普通技術(shù)人員在本發(fā)明的實(shí)質(zhì)范圍內(nèi)所做出的變化、改性、添加或替換，也應(yīng)屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。當(dāng)前第1頁1 2 3