本發(fā)明涉及微電網(wǎng)繼電保護
技術(shù)領(lǐng)域：
，尤其是涉及一種基于參考濾波電感電流的下垂控制微電網(wǎng)的限流方法。
背景技術(shù)：
：隨著能源危機和環(huán)境問題日益嚴峻，能充分利用清潔分布式能源的微電網(wǎng)技術(shù)應(yīng)運而生。但是，微電網(wǎng)的分布式發(fā)電控制單元(Distributedgeneration,DG)以電力電子器件為主，其過流能力有限，因此，為保護電力電子器件和保證微電網(wǎng)可靠運行，對微電網(wǎng)的限流能力進行研究具有重要意義?，F(xiàn)有文獻有提出一種固態(tài)故障限流器(Solid-StateFaultCurrentLimiter,SSFCL)，在單相微電網(wǎng)故障情況下，SSFCL可有效減小分布式發(fā)電單元DG出口的故障電流；也有采用電阻性超導(dǎo)故障限流器(Resistive-typeSuperconductingFaultCurrentLimiters,RSFCLs)，實現(xiàn)了含DG配電網(wǎng)的故障檢測、故障電流限制和故障隔離，但并未考慮逆變型DG的影響。還有在微電網(wǎng)與主網(wǎng)的公共連接點處加裝RSFCLs，利用RSFCLs限制故障電流和觸發(fā)逆變型DG由PQ(恒功率)控制轉(zhuǎn)為V/f(電壓/頻率)控制，但RSFCLs所需的設(shè)備復(fù)雜且價格昂貴，且在故障電流超過設(shè)定閾值時，由于限流元件為固定值，上述故障限流器不能使DG的故障電流在不同的短路故障情況下均實現(xiàn)穩(wěn)定輸出。另外，在微電網(wǎng)運行控制方法中，下垂(droop)控制憑借無須通信技術(shù)，適用于并網(wǎng)和孤島兩種運行模式，因而它成為研究的熱點，其研究內(nèi)容主要分為3方面：①控制電壓與頻率不隨負載變化發(fā)生偏移；②能適應(yīng)非線性負載；③在不同運行方式下實現(xiàn)有功功率均分，現(xiàn)有文獻提出了虛擬功率解耦、優(yōu)化虛擬阻抗控制器、虛擬負電阻與電感相結(jié)合的等方法來實現(xiàn)有功功率均分。然而，當微電網(wǎng)短路電流過大時，現(xiàn)有文獻對下面兩個問題的研究很少，即：①如何使基于下垂控制DG輸出的故障電流減?。虎谌绾问够谙麓箍刂艱G輸出的故障電流幅值不隨故障類型、故障電阻等因素影響，以便于保護裝置的參數(shù)整定。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的就是為了克服上述現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷而提供一種理論先進、不受影響的基于參考濾波電感電流的下垂控制微電網(wǎng)的限流方法。本發(fā)明的目的可以通過以下技術(shù)方案來實現(xiàn)：一種基于參考濾波電感電流的下垂控制微電網(wǎng)的限流方法，包括以下步驟：1)根據(jù)下垂控制的分布式發(fā)電單元的電壓電流雙環(huán)控制器模型，獲取參考濾波電感電流、分布式發(fā)電單元的輸出電流及電壓之間的關(guān)系式；2)設(shè)定濾波電容和電壓電流雙環(huán)控制器參數(shù)，使分布式發(fā)電單元的輸出電流跟蹤參考濾波電感電流；3)設(shè)定限流閾值，當分布式發(fā)電單元輸出電流中某一相電流有效值大于限流閾值時，通過改變電壓電流雙環(huán)控制器模型中電流內(nèi)環(huán)的參考濾波電感電流進行限流。所述的步驟1)中參考濾波電感電流分布式發(fā)電單元的輸出電流i0及電壓u0之間的關(guān)系式為：其中，GL0(s)為電流增益函數(shù)，GU0(s)為u0-i0偏差增益函數(shù)，A0、A1、A2、為中間參數(shù)，Lf為濾波電感，Cf為濾波電容，kip、kii分別為電壓電流雙環(huán)控制器模型電流內(nèi)環(huán)比例、積分系數(shù)，VDC為分布式發(fā)電單元直流側(cè)電壓。所述的步驟2)中，分布式發(fā)電單元的輸出電流跟蹤參考濾波電感電流的條件為：1、GL0(s)在盡量寬的頻帶內(nèi)保持幅值為1；2、GU0(s)在工頻頻帶附近保持較小幅值，即趨近于0.所述的限流閾值的取值范圍為額定電流的1.5-2倍。所述的步驟3)具體包括以下步驟：31)獲取分布式發(fā)電單元輸出電流的各相電流ia，ib和ic；32)分別獲取各相電流ia，ib和ic的有效值ra、rb、rc，依次判定ra、rb、rc是否大于限流閾值，若是，則調(diào)整電流對分布式發(fā)電單元輸出電流限流。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下優(yōu)點：一、理論先進：在電壓電流雙環(huán)控制中，不僅僅關(guān)注了濾波電感電流iL與參考濾波電感電流之間的關(guān)系，還在理論上深入地推導(dǎo)和研究了與DG輸出電流i0、DG輸出電壓u0之間的關(guān)系，為本發(fā)明所提的限流方法提供理論支撐；二、不受影響：本發(fā)明所提的限流方法能夠?qū)G輸出電流中的最大相電流限制在給定值內(nèi)，且不受短路故障類型、故障電阻和故障距離等因素影響。附圖說明圖1為本發(fā)明所述微電網(wǎng)的等效電路和控制框架。圖2為本發(fā)明所述電壓電流雙環(huán)控制框圖。圖3為本發(fā)明所述GL0(s)和GU0(s)的頻域響應(yīng)曲線，其中，圖3(a)為kip變化時GL0(s)的頻域響應(yīng)曲線；圖3(b)為kii變化時GL0(s)的頻域響應(yīng)曲線；圖3(c)為Cf變化時GU0(s)的頻域響應(yīng)曲線。圖4為本發(fā)明所述含Washout的droop控制器原理框圖。圖5為本發(fā)明所述電壓電流雙環(huán)控制器的特性分析，其中，圖5(a)為GU(s)和Z(s)的頻域響應(yīng)曲線；圖5(b)為GIL(s)和GI0(s)的頻域響應(yīng)曲線。圖6為本發(fā)明所述含限流控制器的電壓電流雙環(huán)控制框圖。圖7為本發(fā)明實施例所述各DG的電壓幅值、有功功率及頻率分布圖，其中，圖(7a)為DG1和DG2的電壓幅值分布圖，圖(7b)為DG1和DG2的有功功率分布圖，圖(7c)為DG1和DG2的頻率分布圖。圖8為本發(fā)明實施例所述不同故障類型時兩種方案的a相電流及總諧波失真率；其中，圖8(a)為三相故障；圖8(b)為單相接地故障。具體實施方式下面結(jié)合附圖和具體實施例對本發(fā)明進行詳細說明。實施例：本發(fā)明工作原理為：1、DG電壓電流雙環(huán)控制框圖如圖1所示，圖中，微電網(wǎng)中的微電源DG1和DG2均采用下垂控制，也即微電網(wǎng)采用對等控制。Lf、Rf和Cf分別為濾波的電感、電阻和電容；Lc、Rc為耦合的電感、電阻；Lline、Rline為線路的電感、電阻；u0、i0為DG輸出的電壓、電流，其額定值為uE、iE；iL為濾波電感電流；為參考輸出電壓。以DG1為例，由圖1可得濾波電感電壓方程。式中，為可控正弦調(diào)制信號，忽略Rf(值很小)，濾波電容電流方程為然后，由式(1)、(2)及圖1可得逆變器控制框圖，如圖2所示。2、限流方法原理：鑒于開關(guān)器件的過流能力有限，當i0超出其2倍的額定電流iE時，需要將i0限制2iE以內(nèi)，且在不同的故障情況下，使i0均以某一固定值IS輸出(IS≤2iE)，這有利于保護裝置的參數(shù)整定。然而，現(xiàn)有文獻僅關(guān)注了iL與之間的關(guān)系，而本發(fā)明在理論上深入地研究與i0、u0之間的關(guān)系，下面給出具體的關(guān)系式推導(dǎo)過程。以參考電感電流為輸入、DG輸出電流i0為輸出，并考慮DG輸出電壓u0，可得關(guān)系式：式(3)可簡化為：其中，由式(5)～式(6)可知，當濾波電感Lf不變時，GL0(s)僅受PI控制參數(shù)kip、kii影響，而GU0(s)除了受PI控制參數(shù)kip、kii影響外，還受濾波電容Cf的影響。因此，為了達到i0有效地跟蹤這一控制目標(也即i0可按輸出)，可先通過調(diào)節(jié)kip、kii使GL0(s)在盡量寬的頻帶內(nèi)保持幅值為1，然后再通過調(diào)節(jié)Cf使GU0(s)在工頻頻帶附近保持較小幅值(也即使u0不影響i0)。綜上，在DG輸出電流i0有效地跟蹤電流內(nèi)環(huán)的參考濾波電感電流的條件下，本發(fā)明所采用的限流方法為：當i0中的任何一相電流的有效值大于給定閾值時，通過改變來進行限流。參數(shù)影響分析為使i0有效地跟蹤下面將詳細分析PI參數(shù)kip、kii及濾波電容Cf對GL0(s)和GU0(s)的影響。圖3為GL0(s)和GU0(s)的頻域響應(yīng)曲線。圖3(a)為kip變化時GL0(s)的頻域響應(yīng)曲線，此時kip＝1、10、100和1000為變化值，而Vdc＝800V、Lf＝1.5mH、kii＝0為固定值。由圖3(a)可見，隨著kip的增加，GL0(s)的幅值為1的頻帶范圍也隨之增加；GL0(s)的相角為0°的頻帶范圍也與kip呈正相關(guān)，但kip太大將導(dǎo)致系統(tǒng)穩(wěn)定性不佳。因此，本發(fā)明選取kip＝10。圖3(b)為kii變化時GL0(s)的頻域響應(yīng)曲線，此時kii＝0、10、100和1000為變化值，而Vdc＝800V、Lf＝1.5mH、kip＝10為固定值。由圖3(b)可見，各幅頻曲線基本重疊，各相頻曲線也基本重疊，因此，kii對GL0(s)影響不大。本發(fā)明選取kii＝0.12。圖3(c)為Cf變化時GU0(s)的頻域響應(yīng)曲線，此時Cf＝2000μF、1200μF、600μF和470μF，而Vdc＝800V、Lf＝1.5mH、kip＝10、kii＝0.12為固定值。由圖3(c)可見，隨著Cf減小，GU0(s)在50Hz處的幅值g分別為0.63、0.38、0.19和0.15，而其相角基本保持90°不變。為了定量描述方便，u0、i0、采用標幺值且電壓、電流的基準值為額定值uE,iE。當時，結(jié)合式(4)定義與i0之間的誤差e為：表1為e與Cf之間的關(guān)系表。由表1可知，選擇合適的Cf，可減小u0對i0的影響，使i0有效地跟蹤但Cf過小將影響濾波效果和系統(tǒng)穩(wěn)定，因此，本發(fā)明經(jīng)大量仿真實驗后，選取Cf＝470μF。表1e與Cf之間的關(guān)系Cf/μF20001200600470e4％1.8％0.5％0.2％3、含限流控制器的微電網(wǎng)設(shè)計下垂控制器設(shè)計當系統(tǒng)負載變化時，常規(guī)的下垂(droop)控制不能有效恢復(fù)給定的角頻率和電壓幅值，可引入Washout濾波器來彌補常規(guī)droop控制這一缺陷。圖4為含Washout的droop控制器的原理框圖。圖中，ωc/(s+ωc)為低通濾波器，ωc為低通濾波器的截止頻率。Washout濾波器是一種“通交阻直”的高通濾波器，該控制方法通過Washout濾波器進行動態(tài)反饋，在反饋路徑中利用Washout濾波器來消除線路中的不確定因素，此法可以在負荷變動情況下保持系統(tǒng)的電壓和頻率穩(wěn)定。含Washout濾波器的droop特性方程為：式中：上標“*”表示為額定值；Pi、Qi為平均的有功、無功功率；ωi、ui為頻率、電壓的給定參考值；mp、nq表示有功、無功的下垂系數(shù)；kp、kq分別為頻率、電壓的變化因子。其中，mp＝1.03e-5，nq＝2.95e-4，kp＝kq＝2000,ωc＝31.4。電壓電流雙環(huán)控制器設(shè)計一般而言，式(6)和式(7)所示下垂控制的使用條件為：DG的電抗值大于電阻值，也即DG的輸出阻抗應(yīng)為感性。在電壓外環(huán)中以為輸入、u0為輸出，在電流內(nèi)環(huán)中以為輸入、iL為輸出，可推導(dǎo)出下面關(guān)系：式中：GU(s)為電壓增益函數(shù)；Z(s)為輸出阻抗函數(shù)；GIL(s)為電流增益函數(shù)；GI0(s)為為i0-iL電流增益函數(shù)。表2控制系統(tǒng)參數(shù)取值在表2的控制系統(tǒng)參數(shù)取值下，圖5為電壓電流雙環(huán)控制器的特性分析。其中：圖5(a)為GU(s)和Z(s)的頻域響應(yīng)曲線；圖5(b)為GIL(s)和GI0(s)的頻域響應(yīng)曲線。由圖5(a)可見，在50Hz附近GU(s)的幅值為1，Z(s)的幅值、相角分別為0.000012、90°，因此，按表2中的參數(shù)可保證Z(s)在50Hz附近為感性，且實現(xiàn)了u0準確跟蹤由圖5(b)可見，按照表2的控制系統(tǒng)參數(shù)，在電流內(nèi)環(huán)中，iL準確跟蹤且iL不受i0影響。限流控制器設(shè)計在發(fā)生故障時，本發(fā)明的限流方法為：給定d軸參考電流為ILdref_fault，給定q軸參考電流為0。ILdref_fault與DG輸出電流i0之間的關(guān)系為：式中：[i0amaxi0bmaxi0cmax]T為靜止坐標系abc下額定電流iE的2倍，它們可通過穩(wěn)定運行時潮流計算獲得；中間的矩陣為旋轉(zhuǎn)坐標系dq0到靜止坐標系abc的變換矩陣。另外，由式(15)可確定ILdref_fault的值。圖6為含限流控制器的電壓電流雙環(huán)控制框圖。當任一相電流的有效值超出閾值η時，則令圖中的fault＝1，也即啟動限流控制器。若均不超出η，則令圖中的fault＝0，也即不啟動限流控制器。本發(fā)明利用MATLAB/SIMULINK做下垂控制微電網(wǎng)的限流方法研究，仿真模型如圖1所示。微電網(wǎng)在孤島狀態(tài)下運行，微網(wǎng)系統(tǒng)的參數(shù)取值為：①負荷1，Pd1＝20kW、Qd1＝5kVar；②負荷2，Pd2＝10kW、Qd2＝10kVar；③負荷3，Pd3＝20kW、Qd3＝5kVar；④線路，Rline＝0.642Ω/km×0.2km、Lline＝0.083H/km×0.2km；⑤LC濾波器，Lf＝1.5mH、Cf＝470μF。經(jīng)潮流計算得，DG1和DG2的流向饋線電壓u0、電流i0的額定值uE、iE分別為311V和57A，則電流i0的限流值2iE＝114A，為使i0不超過114A，設(shè)定電流的誤差允許范圍為±2.5A，設(shè)置ILdref_fault＝111.5A，ILqref_fault＝0?？紤]到逆變器的小慣性，為防止短路時的沖擊電流過大，本發(fā)明選取η＝60.5A，也即相電流幅值為85.6A。為驗證本發(fā)明所述的的正確性，下面對正常運行(無故障)、最嚴重的三相短路故障和發(fā)生概率最高的單相接地短路故障進行分析研究。首先測試微電網(wǎng)的正常運行性能。圖7為DG1和DG2的電壓幅值、有功功率及頻率的分布圖。圖中，0～1s時微電網(wǎng)中無負載，1s～2s內(nèi)微電網(wǎng)中有負荷1、負荷2和負荷3。由圖7可見，負荷變化時各DG的電壓保持不變，有功功率實現(xiàn)均分，頻率穩(wěn)定50Hz，因此，本發(fā)明所提含限流控制器的微電網(wǎng)能正常運行。然后，若在0.4s時DG1的饋線上分別發(fā)生三相和a相接地故障，且故障距離為100m、接地電阻為0.01Ω。按照采用本發(fā)明所提限流控制器(方案I)、無任何限流措施(方案II)兩種方案進行仿真對比分析。圖8為不同故障類型時兩種方案的a相電流及總諧波失真率(TotalHarmonicDistortion,THD)，各相電流幅值和THD的計算時間長度為0.41s～0.59s。其中：圖8(a)為三相故障；圖8(b)為單相接地故障。在圖8(a)中，方案I的a相電流幅值為113.7A，與ILdref_fault僅差2.2A，且THD為0.98％，而方案II的a相電流幅值為734.4A，THD為4.48％，這表明本發(fā)明所提限流措施能有效地將故障電流限制到2倍額定電流以內(nèi)；同樣，在圖8(b)中，方案I的a相電流幅值為111.5A小于方案II的192.5A，恰好等于ILdref_fault。設(shè)置DG1所在饋線上0.4s時刻發(fā)生不同距離和不同接地電阻的b相接地故障。表3為按照方案I和方案II進行仿真的結(jié)果。設(shè)置DG1所在饋線上在0.212s、0.217s和0.222s時刻發(fā)生b相接地故障，且故障距離為200m、接地電阻為0.6Ω，其中，b相幅值計算時間長度依次為0.222s～0.402s、0.227s～0.407s和0.232s～0.412s。表4為按照方案I和方案II進行仿真的結(jié)果。表3不同故障情況下b相電流幅值表4不同時刻故障時b相電流幅值由表3和表4可知，本發(fā)明所提限流控制器不受接地電阻、故障距離和故障時刻的影響，在超出給定閾值時，可使i0按給定值輸出。綜上所述，以上僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并非用于限定本發(fā)明的保護范圍。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。當前第1頁1 2 3