本發(fā)明涉及電機(jī)控制器領(lǐng)域，特別是一種超聲波電機(jī)力矩滯回控制方法。

背景技術(shù)：

現(xiàn)有的超聲波電機(jī)伺服控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中由于力矩-速度滯回的存在，使得系統(tǒng)的性能受到影響，對(duì)周期重復(fù)信號(hào)控制時(shí)有一定的誤差。為了改善跟隨的控制效果，我們?cè)O(shè)計(jì)了基于滯回補(bǔ)償控制的超聲波電機(jī)伺服控制系統(tǒng)。從力矩-速度跟隨的實(shí)作結(jié)果中，我們發(fā)現(xiàn)系統(tǒng)在力矩速度關(guān)系基本是線性，且參數(shù)的變動(dòng)、噪聲、交叉耦合的干擾和摩擦力等因素幾乎無法對(duì)于力矩輸出造成影響，故基于滯回補(bǔ)償控制的超聲波電機(jī)伺服控制系統(tǒng)能有效的增進(jìn)系統(tǒng)的控制效能，并進(jìn)一步減少系統(tǒng)對(duì)于不確定性的影響程度，因此電機(jī)的力矩與速度控制可以獲得較好的動(dòng)態(tài)特性。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種超聲波電機(jī)力矩滯回控制方法，該方法將系統(tǒng)建立在滯回?cái)?shù)學(xué)模型基礎(chǔ)上，采用力矩滯回控制對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行控制，在減小辨識(shí)動(dòng)態(tài)誤差的同時(shí)也使得伺服系統(tǒng)滯回最小，從而能獲得更好的輸入輸出控制效能。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案是：一種超聲波電機(jī)力矩滯回控制方法，提供一超聲波電機(jī)伺服控制系統(tǒng)，包括基座和設(shè)于基座上的超聲波電機(jī)，所述超聲波電機(jī)一側(cè)輸出軸與光電編碼器相連接，超聲波電機(jī)另一側(cè)輸出軸與飛輪慣性負(fù)載相連接，所述飛輪慣性負(fù)載的輸出軸經(jīng)聯(lián)軸器與力矩傳感器相連接，所述光電編碼器的信號(hào)輸出端、力矩傳感器的信號(hào)輸出端分別接至控制系統(tǒng)；該方法將系統(tǒng)建立在滯回?cái)?shù)學(xué)模型基礎(chǔ)上，采用力矩滯回控制對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行控制，在減小辨識(shí)動(dòng)態(tài)誤差的同時(shí)也使得伺服系統(tǒng)滯回最小，從而能獲得更好的輸入輸出控制效能。

在本發(fā)明一實(shí)施例中，所述控制系統(tǒng)包括超聲波電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制電路，所述超聲波電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制電路包括控制芯片電路和驅(qū)動(dòng)芯片電路，所述光電編碼器的信號(hào)輸出端與所述控制芯片電路的相應(yīng)輸入端相連接，所述控制芯片電路的輸出端與所述驅(qū)動(dòng)芯片電路的相應(yīng)輸入端相連接，以驅(qū)動(dòng)所述驅(qū)動(dòng)芯片電路，所述驅(qū)動(dòng)芯片電路的驅(qū)動(dòng)頻率調(diào)節(jié)信號(hào)輸出端和驅(qū)動(dòng)半橋電路調(diào)節(jié)信號(hào)輸出端分別與所述超聲波電機(jī)的相應(yīng)輸入端相連接。

在本發(fā)明一實(shí)施例中，該方法具體實(shí)現(xiàn)如下，

超聲波電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)方程可以寫為：

$\stackrel{\·\·}{\mathrm{\θ}}\left(t\right)=A_p{\stackrel{\·}{\mathrm{\θ}}}_r\left(t\right)+\frac{1}{B_P}U\left(t\right)+C_P(T_L+T_f(v\left)\right)---\left(1\right)$

其中，A_p＝-B/J,B_P＝J/K_t>0,C_P＝-1/J；B為阻尼系數(shù)，J為轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，K_t為電流因子，T_f(v)為摩擦阻力力矩，T_L為負(fù)載力矩，U(t)是電機(jī)的輸出力矩，θ_r(t)為通過光電編碼器測(cè)量得到的位置信號(hào)；

為了消除電機(jī)力矩-速度特性的滯回現(xiàn)象造成的影響，使用力矩速度滯回補(bǔ)償控制對(duì)其進(jìn)行控制；

滯回模型結(jié)合了函數(shù)F_r和密度函數(shù)p(r)描述遲滯的非線性，v(t)為輸入信號(hào)，∏[v](t)為滯回系統(tǒng)的輸出信號(hào)，q、r為系統(tǒng)待辨識(shí)的初始參數(shù)；它表示為：

$\mathrm{\Π}\[v\]\left(t\right)=qv\left(t\right)+{\∫}_0^{R}p\left(r\right)F_r\[v\]\left(t\right)dr---\left(2\right)$

假設(shè)0＝t₀<t₁<…t_N＝t_E為[0,t_E]的一個(gè)區(qū)間，輸入函數(shù)v在每一個(gè)[t_i,t_i+1]區(qū)間內(nèi)是單調(diào)的，函數(shù)F_r(t)定義如下：

F_r[v](0)＝f_r(v(0),0) (3)

F_r[v](t)＝f_r(v(t),w(t_i)) (4)

其中t_i<t≤t_i+1，0<i≤N-1，f_r(v,w)＝max(v-r,min(v+r,w))；max表示二數(shù)比較取最大，min表示二數(shù)比較取最?。?/p>

引入滯回的模型后，估計(jì)滯回逆的模型也是必需的，這主要用來估算逆補(bǔ)償?shù)恼`差；由于滯回模型的數(shù)據(jù)測(cè)量和輸出信號(hào)之間存在一定的誤差，逆補(bǔ)償?shù)恼`差將不會(huì)為零；滯回模型是由初始加載曲線構(gòu)成；滯回逆模型是由初始加載曲線的逆曲線來構(gòu)成；因此，滯回逆估計(jì)的模型是通過估計(jì)的逆加載曲線確認(rèn)；若定義滯回模型的初始加載曲線為則估計(jì)的逆加載曲線就是估計(jì)的滯回逆模型的密度函數(shù)是估計(jì)滯回逆的模型表示為：

是逆模型的閾值；這個(gè)閾值可以表示為：

其中l(wèi)＝1，2，3，…n，

滯回逆模型∏^-1[v](t)在數(shù)值上表示為：

為了計(jì)算逆模型的閾值，按以下步驟進(jìn)行：

當(dāng)r∈[r_j,r_j+1)，

閾值為：

${\hat{r}}_l={\hat{r}}_{l-1}+(q+\underset{i=1}{\overset{l-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_i)(r_l-r_{l-1})---\left(9\right)$

l＝1，2，3，…n，由1到j(luò)式(10)的總和為：

${\hat{r}}_j={\mathrm{qr}}_j+\underset{i=1}{\overset{j-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_i(r_j-r_i)---\left(10\right)$

每一個(gè)時(shí)間間隔[r_j,r_j+1)逆模型的密度函數(shù)

所以

由式(11)-(13)可得如下式：

${\hat{q}}^{-1}+\underset{i=1}{\overset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{p}}_i=\frac{1}{q+\underset{i=1}{\overset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_i}---\left(14\right)$

上式可以寫成以下形式：

${\hat{q}}^{-1}+{\hat{p}}_1=\frac{1}{q+p_1}---\left(15\right)$

${\hat{q}}^{-1}+{\hat{p}}_1+{\hat{p}}_2=\frac{1}{q+p_1+p_2}---\left(16\right)$

${\hat{q}}^{-1}+{\hat{p}}_1+{\hat{p}}_2+\mathrm{...}+{\hat{p}}_n=\frac{1}{q+p_1+p_2+\mathrm{...}+p_n}---\left(17\right)$

式(15)中回滯模型的逆模型每一個(gè)時(shí)間間隔的密度函數(shù)為：

${\hat{p}}_1=-\frac{p_1}{q(q+p_1)}---\left(18\right)$

${\hat{p}}_2=-\frac{p_2}{q(q+p_1+p_2)(q+p_2)}---\left(19\right)$

${\hat{p}}_j=-\frac{p_j}{(q+\underset{i=1}{\overset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_i)(q+\underset{i=1}{\overset{j-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_i)}---\left(20\right)$

通過上述過程的變換，得到的力矩速度滯回補(bǔ)償控制器可使得系統(tǒng)力矩速度的特性接近線性關(guān)系。

在本發(fā)明一實(shí)施例中，所述力矩速度滯回補(bǔ)償控制器設(shè)于所述控制芯片電路中。

相較于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明具有以下有益效果：本發(fā)明滯回補(bǔ)償控制的超聲波電機(jī)伺服控制器，系統(tǒng)在力矩速度跟蹤效果上有著顯著的改善且參數(shù)的變動(dòng)、噪聲、交叉耦合的干擾和摩擦力等因素幾乎無法對(duì)于運(yùn)動(dòng)系統(tǒng)效果造成影響，故基于滯回補(bǔ)償控制的超聲波電機(jī)伺服控制系統(tǒng)能有效的增進(jìn)系統(tǒng)的控制效能，并進(jìn)一步減少系統(tǒng)對(duì)于不確定性的影響程度，提高了控制的準(zhǔn)確性，可以獲得較好的動(dòng)態(tài)特性。

附圖說明

圖1是本發(fā)明實(shí)施例的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2是本發(fā)明實(shí)施例的控制電路原理圖。

圖中，1-光電編碼器，2-光電編碼器固定支架，3-超聲波電機(jī)輸出軸，4-超聲波電機(jī)，5-超聲波電機(jī)固定支架，6-超聲波電機(jī)輸出軸，7-飛輪慣性負(fù)載，8-飛輪慣性負(fù)載輸出軸，9-彈性聯(lián)軸器，10-力矩傳感器，11-力矩傳感器固定支架，12-基座，13-控制芯片電路，14-驅(qū)動(dòng)芯片電路，15、16、17-光電編碼器輸出的A、B、Z相信號(hào)，18、19、20、21-驅(qū)動(dòng)芯片電路產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)頻率調(diào)節(jié)信號(hào)，22-驅(qū)動(dòng)芯片電路產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)半橋電路調(diào)節(jié)信號(hào)，23、24、25、26、27、28-控制芯片電路產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)芯片電路的信號(hào)，29-超聲波電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制電路。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖，對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行具體說明。

本發(fā)明的一種超聲波電機(jī)力矩滯回控制方法，提供一超聲波電機(jī)伺服控制系統(tǒng)，如圖1所示，包括基座12和設(shè)于基座12上的超聲波電機(jī)4，所述超聲波電機(jī)4一側(cè)輸出軸3與光電編碼器1相連接，另一側(cè)輸出軸6與飛輪慣性負(fù)載7相連接，所述飛輪慣性負(fù)載7的輸出軸8經(jīng)彈性聯(lián)軸器9與力矩傳感器10相連接，所述光電編碼器1的信號(hào)輸出端、所述力矩傳感器10的信號(hào)輸出端分別接至控制系統(tǒng)。上述超聲波電機(jī)4、光電編碼器1、力矩傳感器10分別經(jīng)超聲波電機(jī)固定支架5、光電編碼器固定支架2、力矩傳感器固定支架11固定于所述基座12上。

如圖2所示，上述控制系統(tǒng)包括超聲波電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制電路29，所述超聲波電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制電路29包括控制芯片電路13和驅(qū)動(dòng)芯片電路14，所述光電編碼器1的信號(hào)輸出端與所述控制芯片電路13的相應(yīng)輸入端相連接，所述控制芯片電路13的輸出端與所述驅(qū)動(dòng)芯片電路14的相應(yīng)輸入端相連接，以驅(qū)動(dòng)所述驅(qū)動(dòng)芯片電路14，所述驅(qū)動(dòng)芯片電路14的驅(qū)動(dòng)頻率調(diào)節(jié)信號(hào)輸出端和驅(qū)動(dòng)半橋電路調(diào)節(jié)信號(hào)輸出端分別與所述超聲波電機(jī)4的相應(yīng)輸入端相連接。所述驅(qū)動(dòng)芯片電路14產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)頻率調(diào)節(jié)信號(hào)和驅(qū)動(dòng)半橋電路調(diào)節(jié)信號(hào)，對(duì)超聲波電機(jī)輸出A、B兩相PWM的頻率、相位及通斷進(jìn)行控制。通過開通及關(guān)斷PWM波的輸出來控制超聲波電機(jī)的啟動(dòng)和停止運(yùn)行；通過調(diào)節(jié)輸出的PWM波的頻率及兩相的相位差來調(diào)節(jié)電機(jī)的最佳運(yùn)行狀態(tài)。

本發(fā)明的超聲波電機(jī)力矩滯回控制方法，將整個(gè)控制器的系統(tǒng)建立在觀測(cè)器的基礎(chǔ)上，在觀測(cè)器的設(shè)計(jì)上也以誤差最小為其調(diào)整函數(shù)，從而能獲得更好的控制效能，具體實(shí)現(xiàn)如下，

超聲波電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)方程可以寫為：

$\stackrel{\&CenterDot;\&CenterDot;}{\mathrm{\&theta;}}\left(t\right)=A_p{\stackrel{\&CenterDot;}{\mathrm{\&theta;}}}_r\left(t\right)+\frac{1}{B_P}U\left(t\right)+C_P(T_L+T_f(v\left)\right)---\left(1\right)$

其中，A_p＝-B/J,B_P＝J/K_t>0,C_P＝-1/J；B為阻尼系數(shù)，J為轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，K_t為電流因子，T_f(v)為摩擦阻力力矩，T_L為負(fù)載力矩，U(t)是電機(jī)的輸出力矩，θ_r(t)為通過光電編碼器測(cè)量得到的位置信號(hào)；

為了消除電機(jī)力矩-速度特性的滯回現(xiàn)象造成的影響，使用力矩速度滯回補(bǔ)償控制對(duì)其進(jìn)行控制；

滯回模型結(jié)合了函數(shù)F_r和密度函數(shù)p(r)描述遲滯的非線性，v(t)為輸入信號(hào)，∏[v](t)為滯回系統(tǒng)的輸出信號(hào)，q、r為系統(tǒng)待辨識(shí)的初始參數(shù)；它表示為：

$\mathrm{\&Pi;}\&lsqb;v\&rsqb;\left(t\right)=qv\left(t\right)+{\&Integral;}_0^{R}p\left(r\right)F_r\&lsqb;v\&rsqb;\left(t\right)dr---\left(2\right)$

假設(shè)0＝t₀<t₁<…t_N＝t_E為[0,t_E]的一個(gè)區(qū)間，輸入函數(shù)v在每一個(gè)[t_i,t_i+1]區(qū)間內(nèi)是單調(diào)的，函數(shù)F_r(t)定義如下：

F_r[v](0)＝f_r(v(0),0) (3)

F_r[v](t)＝f_r(v(t),w(t_i)) (4)

其中t_i<t≤t_i+1，0<i≤N-1，f_r(v,w)＝max(v-r,min(v+r,w))；max表示二數(shù)比較取最大，min表示二數(shù)比較取最?。?/p>

引入滯回的模型后，估計(jì)滯回逆的模型也是必需的，這主要用來估算逆補(bǔ)償?shù)恼`差；由于滯回模型的數(shù)據(jù)測(cè)量和輸出信號(hào)之間存在一定的誤差，逆補(bǔ)償?shù)恼`差將不會(huì)為零；滯回模型是由初始加載曲線構(gòu)成；滯回逆模型是由初始加載曲線的逆曲線來構(gòu)成；因此，滯回逆估計(jì)的模型是通過估計(jì)的逆加載曲線確認(rèn)；若定義滯回模型的初始加載曲線為則估計(jì)的逆加載曲線就是估計(jì)的滯回逆模型的密度函數(shù)是估計(jì)滯回逆的模型表示為：

是逆模型的閾值；這個(gè)閾值可以表示為：

其中l(wèi)＝1，2，3，…n，

滯回逆模型∏^-1[v](t)在數(shù)值上表示為：

為了計(jì)算逆模型的閾值，按以下步驟進(jìn)行：

當(dāng)r∈[r_j,r_j+1)，

閾值為：

${\hat{r}}_l={\hat{r}}_{l-1}+(q+\underset{i=1}{\overset{l-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_i)(r_l-r_{l-1})---\left(9\right)$

l＝1，2，3，…n，由1到j(luò)式(10)的總和為：

${\hat{r}}_j={\mathrm{qr}}_j+\underset{i=1}{\overset{j-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_i(r_j-r_i)---\left(10\right)$

每一個(gè)時(shí)間間隔[r_j,r_j+1)逆模型的密度函數(shù)

所以

由式(11)-(13)可得如下式：

${\hat{q}}^{-1}+\underset{i=1}{\overset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{p}}_i=\frac{1}{q+\underset{i=1}{\overset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_i}---\left(14\right)$

上式可以寫成以下形式：

${\hat{q}}^{-1}+{\hat{p}}_1=\frac{1}{q+p_1}---\left(15\right)$

${\hat{q}}^{-1}+{\hat{p}}_1+{\hat{p}}_2=\frac{1}{q+p_1+p_2}---\left(16\right)$

${\hat{q}}^{-1}+{\hat{p}}_1+{\hat{p}}_2+\mathrm{...}+{\hat{p}}_n=\frac{1}{q+p_1+p_2+\mathrm{...}+p_n}---\left(17\right)$

式(15)中回滯模型的逆模型每一個(gè)時(shí)間間隔的密度函數(shù)為：

${\hat{p}}_1=-\frac{p_1}{q(q+p_1)}---\left(18\right)$

${\hat{p}}_2=-\frac{p_2}{q(q+p_1+p_2)(q+p_2)}---\left(19\right)$

${\hat{p}}_j=-\frac{p_j}{(q+\underset{i=1}{\overset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_i)(q+\underset{i=1}{\overset{j-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_i)}---\left(20\right)$

通過上述過程的變換，得到的力矩速度滯回補(bǔ)償控制器可使得系統(tǒng)力矩速度的特性接近線性關(guān)系。所述力矩速度滯回補(bǔ)償控制器設(shè)于所述控制芯片電路中。

以上是本發(fā)明的較佳實(shí)施例，凡依本發(fā)明技術(shù)方案所作的改變，所產(chǎn)生的功能作用未超出本發(fā)明技術(shù)方案的范圍時(shí)，均屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。