本發(fā)明屬于有源電力濾波器電流控制技術(shù)領(lǐng)域，更為具體地講，涉及一種有源電力濾波器計(jì)算量簡(jiǎn)化的諧振控制方法。

背景技術(shù)：

隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，非線性負(fù)載的應(yīng)用導(dǎo)致了電網(wǎng)的諧波污染問(wèn)題，為了解決電網(wǎng)日益嚴(yán)重的諧波問(wèn)題，研制出了大量的有源電力濾波器。然而為了提高有源電力濾波器的諧波補(bǔ)償精度，電流控制技術(shù)成為一個(gè)研究熱點(diǎn)。

有源電力濾波器電流環(huán)控制策略主要包括滯環(huán)控制，比例積分(PI)控制，比例諧振控制與無(wú)差拍控制等。但滯環(huán)控制會(huì)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)應(yīng)力過(guò)高與諧波補(bǔ)償不精確，無(wú)差拍控制對(duì)參數(shù)的變化較為敏感，而PI控制與比例諧振控制無(wú)法處理復(fù)雜的諧波電流。多諧振控制能夠?qū)崿F(xiàn)選定諧波信號(hào)的零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤，提高有源電力濾波器的諧波補(bǔ)償精度。中國(guó)發(fā)明專利《一種有源電力濾波器的頻率自適應(yīng)改進(jìn)型諧振控制方法》(專利號(hào)2014106798195)公開(kāi)了一種有源電力濾波器的頻率自適應(yīng)改進(jìn)型諧振控制方法，該方法通過(guò)鎖相環(huán)實(shí)時(shí)改變諧振控制器的中心頻率，這樣克服了現(xiàn)有的控制方法頻率適應(yīng)范圍較窄的缺陷，提高了頻率適應(yīng)的范圍。中國(guó)發(fā)明專利《有源電力濾波器選擇性諧波補(bǔ)償控制方法》(專利號(hào)2013103707607)公開(kāi)了一種基于頻率自適應(yīng)諧振控制器的有源電力濾波器選擇性諧波補(bǔ)償控制方法,該方法能夠使實(shí)現(xiàn)對(duì)負(fù)載諧波電流進(jìn)行指定次諧波補(bǔ)償，并且在電網(wǎng)頻率波動(dòng)條件下，保持額定頻率時(shí)的補(bǔ)償效果。然而大量的并聯(lián)諧振控制器會(huì)導(dǎo)致沉重的并行計(jì)算負(fù)擔(dān)，增加計(jì)算延遲與內(nèi)存空間占用等問(wèn)題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種有源電力濾波器計(jì)算量簡(jiǎn)化的諧振控制方法，能夠減輕系統(tǒng)計(jì)算負(fù)擔(dān)，從而減少計(jì)算延遲，并且能夠減少內(nèi)存空間占用，實(shí)現(xiàn)更經(jīng)濟(jì)的控制器。

為實(shí)現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明一種有源電力濾波器計(jì)算量簡(jiǎn)化的諧振控制方法，其特征在于，包括以下步驟：

(1)、PLL鎖相環(huán)模塊根據(jù)電網(wǎng)電壓u_g獲取到電網(wǎng)電壓的相位角θ和角頻率ω₀；

(2)、abc-dq坐標(biāo)變換模塊根據(jù)相位角θ，將電網(wǎng)電壓u_g從abc坐標(biāo)系變換到dq坐標(biāo)系下的電壓u_gd、u_gq，同時(shí)將三電平VSI交流側(cè)電流i₁從abc坐標(biāo)系變換到dq坐標(biāo)系下的電流i_1d、i_1q，然后再將負(fù)載電流i_L從abc坐標(biāo)系變換到dq坐標(biāo)系下的電流i_Ld、i_Lq；

(3)、計(jì)算輸出有功電流給定值i_d^*

直流電壓控制模塊將三電平VSI直流側(cè)電壓的給定值u_dc^*和兩電平VSI正母線與負(fù)母線之間的電壓u_dc作差，將得到的差值進(jìn)行PI控制，得到有功電流給定值i_d^*

(4)、利用頻率自適應(yīng)實(shí)時(shí)分次諧波檢測(cè)方法將負(fù)載電流i_Ld、i_Lq進(jìn)行諧波處理，得到諧波電流控制量i_Ldh、i_Lqh；

(5)、電流控制模塊計(jì)算輸出控制量u_d、u_q

(5.1)、計(jì)算電流誤差Δi_d：將有功電流給定值i_d^*與諧波電流i_Ldh求和再與電流i_1d作差，得到

(5.2)、計(jì)算電流誤差Δi_q：將諧波電流i_Lqh與電流i_1q作差，得到Δi_q＝i_Lqh-i_1q；

(5.3)、電流控制模塊根據(jù)上述角頻率ω₀與諧振控制器更新周期T_m，每間隔T_m時(shí)間，對(duì)諧振控制結(jié)果進(jìn)行更新，得到諧振控制器輸出控制量Δ'i_d與Δ'i_q；

(5.4)、在每個(gè)控制周期T_s內(nèi)將電流誤差Δi_d、Δi_q與當(dāng)前的諧振控制輸出結(jié)果Δ'i_d與Δ'i_q相加后，依次送入PI控制器得到輸出控制量u_d、u_q；

(6)、電網(wǎng)電壓前饋模塊將步驟(2)所述電壓u_gd、u_gq以及步驟(5.4)所述的輸出控制量u_d、u_q進(jìn)行疊加，得到控制量V_d、V_q；

(7)、abc-dq坐標(biāo)變換模塊根據(jù)上述相位角θ，將步驟(6)所述的控制量V_d、V_q從dq坐標(biāo)系變換到abc坐標(biāo)系下的控制量V_a、V_b、V_c；

(8)、SPWM模塊根據(jù)步驟(7)所述的控制量V_a、V_b、V_c得到對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)控制信號(hào)，再用該開(kāi)關(guān)控制信號(hào)來(lái)控制三電平VSI的各個(gè)IGBT的開(kāi)通關(guān)斷。

本發(fā)明的發(fā)明目的是這樣實(shí)現(xiàn)的：

本發(fā)明一種有源電力濾波器計(jì)算量簡(jiǎn)化的諧振控制方法，通過(guò)應(yīng)用多采樣頻率控制方法，降低諧振控制器的采樣頻率，減輕系統(tǒng)計(jì)算負(fù)擔(dān)，減少計(jì)算延遲與內(nèi)存空間占用；在實(shí)際的配置中，通過(guò)在電路控制器中增加了帶相位補(bǔ)償頻率自適應(yīng)的諧振控制器，能夠在基本保持諧振控制效果條件下，提高了電網(wǎng)頻率適應(yīng)性和控制的穩(wěn)定性，降低對(duì)處理器芯片的要求，從而可以采用更廉價(jià)和經(jīng)濟(jì)的控制器芯片。

附圖說(shuō)明

圖1是有源電力濾波器的控制框圖；

圖2是本發(fā)明有源電力濾波器計(jì)算量簡(jiǎn)化的諧振控制方法的流程圖；

圖3是直流電壓控制模塊的原理框圖；

圖4是電流控制模塊的原理框圖；

圖5是多頻率諧振控制下APF的諧波補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)波形圖；

圖6是有無(wú)多頻率諧振控制的穩(wěn)態(tài)電流跟蹤誤差圖；

圖7是不同采樣頻率下諧振控制器的輸出波形圖；

圖8是諧振控制器不同采樣頻率下的穩(wěn)態(tài)電流跟蹤誤差圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施方式進(jìn)行描述，以便本領(lǐng)域的技術(shù)人員更好地理解本發(fā)明。需要特別提醒注意的是，在以下的描述中，當(dāng)已知功能和設(shè)計(jì)的詳細(xì)描述也許會(huì)淡化本發(fā)明的主要內(nèi)容時(shí)，這些描述在這里將被忽略。

實(shí)施例

圖1是有源電力濾波器的控制框圖。

在本實(shí)施例中，如圖1所示，有源電力濾波器包括主電路和控制器兩部分，其中，圖1的虛線部分以下為控制器部分。

主電路部分是由兩電平VSI1、LCL濾波器2、非線性負(fù)載3組成。兩電平VSI 1通過(guò)LCL濾波器2與電網(wǎng)相連，非線性負(fù)載3直接與電網(wǎng)相連，從而組成了一個(gè)完整的有源電力濾波器的主電路。

控制器部分包括：PLL鎖相環(huán)模塊4、abc-dq坐標(biāo)變換模塊5、直流電壓控制模塊6、諧波電流檢測(cè)模塊7、電流控制模塊8、電網(wǎng)電壓前饋模塊9、dq-abc坐標(biāo)變換模塊10、SPWM模塊11，構(gòu)成了有源電力濾波器的控制部分。

圖2是本發(fā)明有源電力濾波器計(jì)算量簡(jiǎn)化的諧振控制方法的流程圖。

在本實(shí)施例中，如圖2所示，一種有源電力濾波器計(jì)算量簡(jiǎn)化的諧振控制方法，包括以下步驟：

S1、PLL鎖相環(huán)模塊根據(jù)電網(wǎng)電壓u_g獲取到電網(wǎng)電壓的相位角θ和角頻率ω₀；

S2、abc-dq坐標(biāo)變換模塊根據(jù)相位角θ，將電網(wǎng)電壓u_g從abc坐標(biāo)系變換到dq坐標(biāo)系下的電壓u_gd、u_gq，同時(shí)將三電平VSI交流側(cè)電流i₁從abc坐標(biāo)系變換到dq坐標(biāo)系下的電流i_1d、i_1q；

S3、計(jì)算輸出有功電流給定值i_d^*

本實(shí)施例中，直流電壓控制模塊的原理框圖如圖3所示，直流電壓控制模塊將三電平VSI直流側(cè)電壓的給定值u_dc^*和兩電平VSI正母線與負(fù)母線之間的電壓u_dc作差，將得到的差值進(jìn)行PI控制，得到有功電流給定值i_d^*；

S4、利用頻率自適應(yīng)實(shí)時(shí)分次諧波檢測(cè)方法將負(fù)載電流i_L進(jìn)行諧波選取得到諧波電流控制量i_Ldh、i_Lqh；

S5、電流控制模塊計(jì)算輸出控制量u_d、u_q

本實(shí)施例中，電流控制模塊的原理框圖如圖4所示，主要計(jì)算步驟如下：

S5.1、計(jì)算電流誤差Δi_d：將有功電流給定值i_d^*與諧波電流i_Ldh求和再與電流i_1d作差，得到

S5.2、計(jì)算電流誤差Δi_q：將諧波電流i_Lqh與電流i_1q作差，得到Δi_q＝i_Lqh-i_1q；

S5.3、電流控制模塊根據(jù)上述角頻率ω₀與諧振控制器更新周期T_m，每間隔T_m時(shí)間，對(duì)諧振控制結(jié)果進(jìn)行更新，得到諧振控制器輸出控制量Δ'i_d與Δ'i_q；

S5.4、在每個(gè)控制(采樣)周期T_s內(nèi)將電流誤差Δi_d、Δi_q與當(dāng)前的諧振控制結(jié)果Δ'i_d與Δ'i_q相加后，依次送入PI控制器得到輸出控制量u_d、u_q；

本實(shí)施例中，T_s為控制器的控制(采樣)周期，諧振控制器的更新周期T_m＝mT_s，m≥2；假如設(shè)m＝4，則在一個(gè)T_m周期，即4個(gè)T_s周期內(nèi)，諧振控制器只計(jì)算更新一次輸出控制量Δ'i_d與Δ'i_q，并保持一個(gè)T_m周期不變。這樣在一個(gè)Tm周期內(nèi)的每個(gè)Ts周期，電流誤差Δi_d、Δi_q都與當(dāng)前的諧振控制器輸出控制量Δ'i_d與Δ'i_q相加后，依次送入PI控制器得到輸出控制量u_d、u_q；

如圖4所示，在本實(shí)施例中電流控制模塊是直接在離散域設(shè)計(jì)，它包括應(yīng)用本發(fā)明簡(jiǎn)化后的諧振控制器與PI控制器。在圖4中PI(K)為PI控制模塊，為諧振控制模塊。

在本實(shí)施例中，簡(jiǎn)化后的諧振控制器的傳遞函數(shù)為：

$G_{rh}\left(z_m\right)=K_{Ih}{T}_m\frac{cos\left({\mathrm{\φ}}_h\right)z_m^2-cos({\mathrm{\φ}}_h-{\mathrm{h\ω}}_0{T}_m)z_m}{z_m^2-2\cos \left({\mathrm{h\ω}}_0{T}_m\right)z_m+1}$

本實(shí)施例中，T_m＝mT_s為諧振控制器的更新周期；T_s為控制周期；ω₀為角頻率；h為諧波次數(shù)；K_Ih為第h次諧波對(duì)應(yīng)的積分參數(shù)；為第h次諧波對(duì)應(yīng)的超前角度。

具體參數(shù)：T_m＝0.0002，T_s＝0.0001，ω₀＝100π，h取6、12(相當(dāng)于abc坐標(biāo)下5、7、11、13)，K_Ih均取400，分別1.86、2.71。

而PI控制器采用的傳遞函數(shù)為：

$PI\left(z\right)=K_P(1+\frac{K_{I}z}{z-1})$

其中，K_p為比例參數(shù)；K_I為積分參數(shù)。

具體參數(shù)：K_p＝4.5239，K_I＝0.0503。

針對(duì)上述諧振控制器參數(shù)整定較為復(fù)雜，本實(shí)施例應(yīng)用沖擊響應(yīng)變換法(IMP)進(jìn)行控制器離散化處理并進(jìn)行參數(shù)整定，并且本實(shí)施例中諧振控制器采用不同于主控回路的采樣周期，實(shí)現(xiàn)控制器的多采樣頻率諧振控制，降低諧振控制器的采樣頻率。

S6、電網(wǎng)電壓前饋模塊將步驟(2)所述電壓u_gd、u_gq以及步驟S5.4所述的輸出控制量u_d、u_q進(jìn)行疊加，得到控制量V_d、V_q；

S7、abc-dq坐標(biāo)變換模塊根據(jù)上述相位角θ，將步驟S6所述的控制量V_d、V_q從dq坐標(biāo)系變換到abc坐標(biāo)系下的控制量V_a、V_b、V_c；

S8、SPWM模塊根據(jù)步驟S7所述的控制量V_a、V_b、V_c得到對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)控制信號(hào)，再用該開(kāi)關(guān)控制信號(hào)來(lái)控制三電平VSI的各個(gè)IGBT的開(kāi)通關(guān)斷。

本實(shí)施例中，圖5給出實(shí)驗(yàn)波形，說(shuō)明多頻率諧振控制算法下APF的諧波補(bǔ)償能力。其中(a)為諧波補(bǔ)償前PCC電壓，(b)為諧波補(bǔ)償后PCC電壓，(c)為負(fù)載電流，(d)為APF輸出電流，(e)為電網(wǎng)側(cè)電流。

如圖5(c)所示，負(fù)載電流存在嚴(yán)重的諧波畸變，如果沒(méi)有諧波補(bǔ)償，PCC電壓會(huì)被負(fù)載電流扭曲，如圖5(a)所示。APF補(bǔ)償了相應(yīng)諧波后，則電網(wǎng)電流中只有高次諧波與基波中的有功部分，如圖5(e)所示。而PCC電壓也會(huì)更加正弦，如圖5(b)所示。

在本實(shí)施例中，圖6為有無(wú)多頻率諧振控制器的穩(wěn)態(tài)電流跟蹤誤差圖。如圖6(a)所示，沒(méi)有多頻率諧振控制情況的下，穩(wěn)態(tài)電流的跟蹤誤差為2.2A，相對(duì)于參考電流(4A)的誤差為55％；如圖6(b)所示，有多頻率諧振控制情況下，穩(wěn)態(tài)電流的跟蹤誤差為1A，相對(duì)于參考電流(6A)的誤差為16％。容性濾波器會(huì)放大負(fù)載電流的峰值，導(dǎo)致參考電流的不同。多頻率諧振控制顯著增強(qiáng)了控制環(huán)路的跟蹤精度。

在本實(shí)施例中，圖7為不同采樣頻率下諧振控制器的輸出波形圖。圖中(a)(b)(c)分別為m＝1/2/3時(shí)，諧振控制器的輸出波形圖。如圖所示，當(dāng)m＝1(即諧振控制器采樣頻率為10kHz)時(shí)，諧振控制需在一個(gè)采樣周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)；而m＝2/4(即諧振控制器采樣頻率將為5kHz/2.5kHz)時(shí)，諧振控制只需在2/4個(gè)采樣周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)即可。并且諧振控制是在d-q坐標(biāo)系下實(shí)現(xiàn)的，可進(jìn)一步減少每個(gè)采樣周期的計(jì)算負(fù)荷。當(dāng)m＝2/4時(shí)，諧振控制器所占用的儲(chǔ)存空間也減少為原來(lái)的50％/25％。

在本實(shí)施例中，圖8是諧振控制器不同采樣頻率下的穩(wěn)態(tài)電流跟蹤誤差圖。圖8(a)為m＝2，即諧振控制器采樣頻率為5kHz時(shí)的穩(wěn)態(tài)電流跟蹤誤差圖，跟蹤誤差從圖6(b)中的1A增大到1.4A，圖8(b)為m＝4，即諧振控制器采樣頻率為2.5KHz時(shí)的穩(wěn)態(tài)電流跟蹤誤差圖，跟蹤誤差達(dá)到1.6A。這說(shuō)明，降低諧振控制器的采樣頻率，獲得減輕計(jì)算負(fù)擔(dān)，減少計(jì)算延時(shí)的同時(shí)，降低了控制環(huán)路的跟蹤精度。

盡管上面對(duì)本發(fā)明說(shuō)明性的具體實(shí)施方式進(jìn)行了描述，以便于本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員理解本發(fā)明，但應(yīng)該清楚，本發(fā)明不限于具體實(shí)施方式的范圍，對(duì)本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)講，只要各種變化在所附的權(quán)利要求限定和確定的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，這些變化是顯而易見(jiàn)的，一切利用本發(fā)明構(gòu)思的發(fā)明創(chuàng)造均在保護(hù)之列。