本發(fā)明涉及永磁同步電機的啟動領(lǐng)域，尤其是一種永磁同步電機的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動方法。

背景技術(shù)：

永磁同步電機采用電子換相，可以避免傳統(tǒng)機械傳動裝置引起的噪聲和損耗，可以提高系統(tǒng)的運行效率，減少震動噪音，和其他電機相比具有很多無可比擬的優(yōu)勢。

在永磁同步電機的控制中，需要確定轉(zhuǎn)子的位置和速度信息，傳統(tǒng)上安裝位置傳感器務(wù)必影響到電機結(jié)構(gòu)，通常會增加系統(tǒng)的成本與復(fù)雜性，而采用無位置控制可降低控制的成本、提高電機的運行穩(wěn)定性和可靠性。

永磁同步電機的無位置控制中，由于轉(zhuǎn)子初始位置未知，電機啟動時易發(fā)生過流、啟動失步等問題，所以永磁同步電機的可靠啟動一直都是控制的關(guān)鍵和難點。

現(xiàn)有技術(shù)中，永磁同步電機的電流控制一般可以通過滯環(huán)控制或者pid控制器進行調(diào)節(jié)控制。滯環(huán)控制可以將控制信號維持在以參考值為中心的滯環(huán)寬度內(nèi)，也稱為bang-bang控制，其控制方法簡單，但是在控制精確度要求比較高的場合下往往難以達到控制要求。傳統(tǒng)pid控制器是一個精確的線性方程所表示的算法，即：

式中，在任意t時刻，u(t)為控制輸出信號，e(t)為被控制量誤差信號，kp為比例控制參數(shù)，ki為積分控制參數(shù)，kd為微分控制參數(shù)。在傳統(tǒng)的pid控制系統(tǒng)中kp比例控制參數(shù)用于比例控制，kp增大可以加快對控制量的調(diào)節(jié)，過大則可能造成系統(tǒng)超調(diào)，系統(tǒng)穩(wěn)定性下降；ki積分控制參數(shù)用于積分控制，ki增大可以消除系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差，在控制初期過大會造成積分飽和現(xiàn)象；kd微分控制參數(shù)用于微分控制，kd增大可以改善系統(tǒng)的動態(tài)性能，過大則可能降低系統(tǒng)的抗干擾性能。

整定出一套合適的kp、ki和kd控制參數(shù)可以使系統(tǒng)取得比較理想的控制效果，但是傳統(tǒng)pid控制器中這三個參數(shù)在確定后不再改變，往往難以適應(yīng)系統(tǒng)的各種復(fù)雜的工作狀態(tài)和動態(tài)過程，而且整定合適kp、ki和kd控制參數(shù)也往往需要耗費大量的時間和精力。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：為解決上述傳統(tǒng)永磁同步電機的電流環(huán)控制中pid控制器參數(shù)不可調(diào)，容易出現(xiàn)過流、啟動失步的技術(shù)問題，本發(fā)明提出一種永磁同步電機的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動方法。

技術(shù)方案：為實現(xiàn)上述技術(shù)效果，本發(fā)明提出的技術(shù)方案為：

一種永磁同步電機的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動方法，該方法通過位置估算器、電流環(huán)控制參數(shù)整定模塊、電流pid控制環(huán)、svpwm調(diào)制模塊和三相逆變器生成永磁同步電機驅(qū)動信號，控制永磁同步電機啟動；該方法包括以下步驟：

(1)永磁同步電機啟動前，使電機轉(zhuǎn)子n極與三相定子坐標(biāo)系abc中的a軸重合；定義α-β坐標(biāo)系的α軸和abc坐標(biāo)系的a軸重合，β軸逆時針超前α軸90度電角度；d-q坐標(biāo)系的d軸與永磁體轉(zhuǎn)子的n磁極重合，q軸逆時針超前d軸90度電角度；定義旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q的d軸與abc坐標(biāo)系的a軸夾角為轉(zhuǎn)子位置角；

(2)采集時刻t時永磁同步電機三相繞組上的電流ia，ib，ic，通過clark變換將ia，ib，ic轉(zhuǎn)換為α-β坐標(biāo)系的α軸分量iα和β軸分量iβ；再通過park變換將iα和iβ轉(zhuǎn)換為d-q坐標(biāo)系的d軸分量id和q軸分量iq；其中，id為電機定子勵磁分量電流，iq為電機定子轉(zhuǎn)矩分量電流；id和iq的表達式為：

給定電機定子勵磁分量電流的控制期望值為電機定子轉(zhuǎn)矩分量電流的控制期望值為計算與id的差值以及與iq的差值為：

(3)構(gòu)建啟動過程中給定的轉(zhuǎn)子位置角角度函數(shù)：θ＝f(t)，f(t)為關(guān)于時間t的單調(diào)遞增函數(shù)；永磁同步電機啟動后，位置估算器實時估算t時刻的轉(zhuǎn)子位置角θ′；將θ′與t時刻的轉(zhuǎn)子位置角角度函數(shù)給出的角度值θ求差，得到角度誤差值δθ，δθ＝θ-θ′；

(4)構(gòu)建電流pid控制環(huán)的pid控制模型為：

其中，x為pid控制模型的輸入變量，u(t)為pid控制模型的輸出變量，kp為比例控制參數(shù)，ki為積分控制參數(shù)，kd為微分控制參數(shù)，δθ為位置估算器估算的t時刻的轉(zhuǎn)子位置角θ′與轉(zhuǎn)子位置角角度函數(shù)給出的t時刻給定位置角θ之間的誤差值，即δθ＝θ-θ′；δθmin、xmax、xmin均為預(yù)先設(shè)定的閾值；

kp、ki、kd均由電流環(huán)控制參數(shù)整定模塊根據(jù)δθ、δid和δiq更新，其更新的步驟為：

s1：構(gòu)建控制參數(shù)更新模型為：

其中，i表示更新的次數(shù)，λ1為根據(jù)δθ對控制參數(shù)進行整體整定的系數(shù)，λ2為比例參數(shù)整定系數(shù)，λ3為積分參數(shù)整定系數(shù)，λ4為微分參數(shù)整定系數(shù)，其中，λ1≥0，λ2≥0，λ3≥0，λ4≥0；

s2：令x＝δid，根據(jù)控制參數(shù)更新模型計算出對應(yīng)的kp、ki、kd；將δθ、x＝δid以及計算出的kp、ki、kd帶入pid控制模型，得到δid對應(yīng)的pid控制電壓ud；

s3：令x＝δiq，根據(jù)控制參數(shù)更新模型計算出對應(yīng)的kp、ki、kd；將δθ、x＝δiq以及計算出的kp、ki、kd帶入pid控制模型，得到δiq對應(yīng)的pid控制電壓uq；

(4)通過park逆變換將ud和uq從旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q上變換到兩相定子靜止坐標(biāo)系上，形成兩相電壓信號uα、uβ發(fā)送給svpwm調(diào)制模塊和位置估算器，park逆變換的表達式為：

svpwm調(diào)制模塊根據(jù)uα、uβ通過空間矢量調(diào)制計算出六路pwm調(diào)制波，控制三相逆變器在直流母線電壓udc的作用下輸出三相對稱交流正弦電壓，驅(qū)動永磁同步電機啟動。

進一步的，該方法還包括通過速度pid控制環(huán)進行永磁同步電機啟動控制，通過速度pid控制環(huán)進行控制的步驟為：

(2-1)位置估算器估算t時刻的電機轉(zhuǎn)速n，并給定電機轉(zhuǎn)速最小閾值n1；

(2-2)當(dāng)滿足：n≥n1且|δθ|≤δθmin時，將位置估算器輸出的電機轉(zhuǎn)子角度θ′作為park變換和park逆變換的旋轉(zhuǎn)角，將park變換表達式更新為：

park逆變換表達式更新為：

(2-3)計算位置估算器估算出的電機轉(zhuǎn)速n與給定速度參考值n^*之間的差值δn；構(gòu)建速度pid控制器，以δn為速度pid控制器的輸入值，將速度pid控制器的輸出值作為電流pid控制環(huán)新的參考值此時變pid參數(shù)電流環(huán)啟動過程結(jié)束，速度pid控制環(huán)和電流pid控制環(huán)一起，實現(xiàn)永磁同步電機的速度、電流雙閉環(huán)無位置穩(wěn)定運行。

進一步的，所述步驟(2)中通過clark變換將ia，ib，ic轉(zhuǎn)換為α-β坐標(biāo)系的α軸分量iα和β軸分量iβ的方法為：

令：

進一步的，所述位置估算器實時估算t時刻的轉(zhuǎn)子位置角θ′和電機轉(zhuǎn)速n的方法為：

(4-1)構(gòu)建數(shù)字化電機模型：

其中，rs為永磁同步電機繞組相電阻，ls為繞組相電感，eα和eβ為反電動勢信號；

(4-2)通過數(shù)字化電機模型求解電機電流模型：

其中，eα和eβ為包含電機反電動勢信息的信號zα、zβ通過濾波得到的平滑信號；將rs、ls、uα、uβ帶入電機電流模型，得到電流參考值將參考電流分別與電機實際電流iα、iβ做差，得到誤差值分別為δiα和δiβ；

(4-3)根據(jù)δiα和δiβ，通過位置估算器內(nèi)置的滑?？刂破饔嬎爿敵鰖α、zβ信號；滑模控制器模型為：

式中，δiαmax和δiβmax為滑?？刂破鞯恼`差限幅值，δiαmax＞0，δiβmax＞0，k為滑?？刂破鞯脑鲆妫琸＞0；

(4-4)zα、zβ信號經(jīng)過濾波，得到反電動勢信號eα和eβ，濾波模型為：

式中，ts為算法控制周期，π為圓周率，fc為濾波截止頻率；

(4-5)根據(jù)反電動勢信號eα和eβ，估算的轉(zhuǎn)子位置信息θ′與電機轉(zhuǎn)速n為：

進一步的，

進一步的，所述步驟(3)中，

當(dāng)x＝δid時，令xmax＝δidmax、xmin＝δidmin、umax＝udmax，δidmax為電流環(huán)電機定子勵磁分量電流控制的最大誤差設(shè)定值，δidmin為電流環(huán)電機定子勵磁分量電流控制的最小誤差設(shè)定值，udmax為電流環(huán)電機定子勵磁分量控制輸出電壓的最大限幅值；

當(dāng)x＝δiq時，令xmax＝δiqmax，xmin＝δiqmin，umax＝uqmax，δiqmax為電機定子轉(zhuǎn)矩分量電流控制的最大誤差設(shè)定值，δiqmin為電機定子轉(zhuǎn)矩分量電流控制的最小誤差設(shè)定值，uqmax為電機定子轉(zhuǎn)矩分量控制電壓的最大限幅值。

有益效果：與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下優(yōu)勢：

每次執(zhí)行電流環(huán)前配置kp、ki和kd參數(shù)，在確保電流、轉(zhuǎn)子位置估算精確的前提下，保證電流平緩變化，啟動更安全可靠；電流環(huán)控制轉(zhuǎn)矩電流分量從小到大變化，防止啟動電流過大；當(dāng)位置估算器檢測轉(zhuǎn)子位置足夠精確時驅(qū)使電機進入速度、電流雙閉環(huán)無位置運行階段，保證切換的平滑性與可靠性。本發(fā)明的啟動方法使得永磁同步電機的無位置啟動更可靠與安全，而且控制成本低廉，控制系統(tǒng)動態(tài)性能好，抗干擾能力強。

附圖說明

圖1是本發(fā)明永磁同步電機變pid參數(shù)電流環(huán)啟動框圖。

圖2是本發(fā)明控制算法空間坐標(biāo)系關(guān)系圖。

圖3是本發(fā)明永磁同步電機位置估算器工作原理圖。

圖4是本發(fā)明永磁同步電機啟動過程轉(zhuǎn)矩分量電流參考值變化圖。

圖5是本發(fā)明永磁同步電機速度、電流雙閉環(huán)無位置控制框圖。

具體實施方式

本發(fā)明針對目前永磁同步電機控制方案中存在的不足，提出一種永磁同步電機的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動方法，該控制方案解決了永磁同步電機無位置控制啟動過程中易發(fā)生過流、啟動失步的問題，提高了永磁同步電機無位置控制的可靠性，提高了控制性能。

下面通過附圖對本發(fā)明所提出的技術(shù)方案做具體說明。

圖2為本發(fā)明控制算法空間坐標(biāo)系關(guān)系圖。

n-s為永磁同步電機的永磁體，永磁體轉(zhuǎn)子在空間會產(chǎn)生恒定的磁場，當(dāng)三相對稱的正弦波交流電通入三相定子繞組a、b、c中時，便會產(chǎn)生空間旋轉(zhuǎn)磁場，此時轉(zhuǎn)子磁場就會受定子磁場的拉力作用而隨著定子旋轉(zhuǎn)磁場同步旋轉(zhuǎn)。

根據(jù)圖2，abc坐標(biāo)系表示三相定子坐標(biāo)系，三相交流電機繞組軸線a、b、c互相差120電角度，空間矢量在這三個坐標(biāo)軸上的投影即表示為該空間矢量在這三個繞組a、b、c上的分量；α-β坐標(biāo)系表示兩相定子靜止坐標(biāo)系，令α-β坐標(biāo)系的橫軸α軸和abc坐標(biāo)系的a軸重合，α-β坐標(biāo)系的縱軸β軸逆時針超前橫軸α軸90度電角度，空間旋轉(zhuǎn)磁場也可以通過向兩相靜止坐標(biāo)系上的兩相繞組通對稱電壓產(chǎn)生；d-q坐標(biāo)系的橫軸d軸與永磁體轉(zhuǎn)子的n磁極在同一位置上，d-q坐標(biāo)系的縱軸q軸逆時針超前橫軸d軸90度電角度，在空間上，該坐標(biāo)系與永磁體轉(zhuǎn)子保持同步旋轉(zhuǎn)，d-q坐標(biāo)系也稱為旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。

當(dāng)永磁體轉(zhuǎn)子與定子旋轉(zhuǎn)磁場保持同步旋轉(zhuǎn)時，定義旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的橫軸d軸(即轉(zhuǎn)子n極)與abc坐標(biāo)系的a軸夾角為轉(zhuǎn)子的位置角θ，轉(zhuǎn)子與定子磁場保持同步的轉(zhuǎn)速為n，該轉(zhuǎn)速與定子旋轉(zhuǎn)磁場頻率f(也是正弦交流電壓的頻率)和永磁同步電機極對數(shù)p的關(guān)系表示為：

本發(fā)明永磁同步電機的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動方法，主要包括以下步驟：

向電機三相繞組通電，使轉(zhuǎn)子n極靜止停在abc坐標(biāo)系a軸方向位置，此時轉(zhuǎn)子位置角θ＝0；向電機三相繞組通入三相對稱正弦交流電壓，電壓頻率f不斷增加，電機便會開始啟動加速，給定轉(zhuǎn)子位置角θ遞增；在電機啟動后，位置估算器便開始估算轉(zhuǎn)子位置θ′，計算與轉(zhuǎn)子位置角θ之間的誤差值δθ，然后根據(jù)估算誤差δθ和電機定子勵磁分量電流誤差值δid和轉(zhuǎn)矩分量電流誤差值δiq，通過整定模塊調(diào)整電流環(huán)的kp、ki和kd參數(shù)(kp為比例控制參數(shù)，ki為積分控制參數(shù)，kd為微分控制參數(shù))，配置完成后執(zhí)行電流環(huán)；當(dāng)電機啟動加速到一定速度范圍，且當(dāng)位置估算器估測角度足夠精確時(|δθ|足夠小)，投入速度環(huán)控制，將永磁同步電機切換到速度、電流雙閉環(huán)無位置控制模式，永磁同步電機的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動過程結(jié)束。

圖1為本發(fā)明永磁同步電機變pid參數(shù)電流環(huán)啟動框圖。

根據(jù)圖1，本發(fā)明永磁同步電機的變pid參數(shù)電流環(huán)啟動系統(tǒng)包括以下模塊：

啟動位置角給定模塊、位置估算器模塊、角度估算誤差計算模塊、park變換模塊、clark變換模塊、park逆變換模塊、電流環(huán)控制參數(shù)整定模塊、電流pid控制環(huán)、svpwm調(diào)制模塊、三相逆變器和永磁電機。

所述的啟動位置角給定模塊與park變換模塊、park逆變換模塊和角度估算誤差計算模塊相連；所述的park變換模塊還與clark變換模塊和電流pid控制環(huán)相連；所述的clark變換模塊還與永磁電機的三相繞組a、b、c相連；所述的永磁電機還與三相逆變器相連；所述的三相逆變器還與svpwm調(diào)制模塊相連，udc提供電機運行所需直流母線工作電壓；所述的svpwm調(diào)制模塊還與park逆變換模塊相連；所述的park逆變換模塊還與電流pid控制環(huán)相連；電流pid控制環(huán)還與電流環(huán)控制參數(shù)整定模塊相連；所述的角度估算誤差計算模塊與啟動位置角給定模塊和位置估算器相連。

檢測永磁電機a、b、c三相繞組電流ia、ib、ic，clark變換模塊將檢測到的電流信號從三相定子坐標(biāo)系變換到兩相定子靜止坐標(biāo)系上，輸出兩相電流信號iα、iβ，變換方程為：

啟動過程中，啟動位置角給定模塊向park變換模塊和park逆變換模塊輸出電機位置角θ，用于坐標(biāo)變換計算，park變換環(huán)節(jié)將clark變換模塊輸出的兩相電流信號iα、iβ從兩相定子靜止坐標(biāo)系變換到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上，輸出兩相電流信號id、iq，變換方程為：

在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上，id表示電機定子勵磁分量電流，iq表示電機定子轉(zhuǎn)矩分量電流，本發(fā)明控制算法采用id＝0控制策略，使電機定子電流全部轉(zhuǎn)化為轉(zhuǎn)矩分量電流iq，這樣只需要通過控制轉(zhuǎn)矩分量電流iq就可以控制電機定子電流，從而實現(xiàn)對電機轉(zhuǎn)速的控制。

根據(jù)圖1，本發(fā)明采用變參數(shù)電流pid控制環(huán)控制電機定子電流信號，分別控制定子勵磁分量電流id和轉(zhuǎn)矩分量電流iq。

id電流控制環(huán)與iq電流控制環(huán)采用相同的控制環(huán)結(jié)構(gòu)，控制參數(shù)整定方法也一致，通過電流誤差信號與角度估算誤差信號進行控制參數(shù)的整定，因此本說明書中只以id電流控制環(huán)為例對本發(fā)明變pid控制參數(shù)電流環(huán)的參數(shù)整定規(guī)則進行說明。

為了便于控制參數(shù)整定，先作如下定義：

估算角度與給定位置角的誤差δθ為：

δθ＝θ-θ′

勵磁電流id與參考值的誤差為：

電流誤差的積分為：

電流誤差的微分為：

控制參數(shù)整定規(guī)則根據(jù)這四個參數(shù)，實時調(diào)整id電流控制環(huán)的kp、ki和kd控制參數(shù)，可以盡快消除控制誤差，改善系統(tǒng)動態(tài)性能，達到理想的控制效果。

當(dāng)永磁電機剛剛啟動，即電流環(huán)剛開始工作時，被控制量誤差往往較大，此時為了盡快消除誤差可以采用較大的kp控制參數(shù)，較小的ki和kd參數(shù)；當(dāng)啟動一段時間后，被控電流誤差減小，為了防止超調(diào)發(fā)生，可以降低kp控制參數(shù)；為了消除靜態(tài)誤差，改善電流環(huán)動態(tài)性能，此時可以增大ki和kd參數(shù)；本發(fā)明還加入了角度估算誤差δθ作為規(guī)則參考因素，因此，設(shè)計id電流環(huán)控制參數(shù)調(diào)整規(guī)則的數(shù)學(xué)模型如下所示：

ud(t)＝udmax，|x|＞δidmax

ud(t)＝0，|x|＜δidmin且|δθ|＜δθmin

模型中ud(t)表示id電流環(huán)控制輸出，udmax為電流環(huán)輸出最大限幅值，δidmax為電流環(huán)最大誤差設(shè)定值，δidmin為電流環(huán)最小誤差設(shè)定值，δθmin為位置估算最小誤差設(shè)定值。其中，udmax＞0，δidmax＞δidmin＞0，δθmin＞0。這些值應(yīng)根據(jù)控制系統(tǒng)不同而作適當(dāng)改動。

(1)當(dāng)|x|＞δidmax時，往往是永磁同步電機剛剛啟動或者電流發(fā)生突變的情況下，此時電流誤差很大，為了最快速度調(diào)節(jié)電流使之達到參考值，電流環(huán)輸出最大限幅值，此時kp＝ki＝kd＝0；

(2)當(dāng)δidmin≤|x|≤δidmax時，此時電流誤差較小，此時電流環(huán)投入比例、積分與微分控制，按照一定規(guī)則改變其大小，令其值不小于零：

1)x·z＞0，此時若x＞0，z＞0則說明id比參考值小但還在繼續(xù)減小；若x＜0，z＜0則說明id比參考值大且還在繼續(xù)增大。這兩種情況都會導(dǎo)致誤差值δid越來越大，此時應(yīng)增大kp的大小，加強系統(tǒng)比例作用，促使被控制量id迅速向參考值變化；

2)x·z＜0，此時若x＞0，z＜0則說明id比參考值小但正在增大；若x＜0，z＞0則說明id比參考值大但正在減小。這兩種情況都說明誤差值δid正趨于零，此時為了避免kp過大造成超調(diào)，應(yīng)逐漸減小kp的大?。?/p>

3)x·y＜0，此時若x＞0，y＜0則說明id比參考值小但正在加速增大；若x＜0，y＞0則說明id比參考值大但正在加速減小。此時，應(yīng)增大ki的大小，加強系統(tǒng)積分作用，盡快消除系統(tǒng)靜態(tài)誤差；

4)x·y＞0，此時若x＞0，y＞0則說明id比參考值小，且正在加速減??；若x＜0，y＜0則說明id比參考值大，且正在加速增大。這兩種情況都會導(dǎo)致誤差值δid迅速增大，應(yīng)立即減小ki的大小，削弱系統(tǒng)積分作用；

5)y·z＞0，此時z＞0，y＜0或z＜0，y＞0，這兩種情況均說明id的變化趨勢有利于使參考值與被控制量的誤差累積量減小至趨于零。此時，應(yīng)增大kd的大小，利用系統(tǒng)微分作用，使系統(tǒng)響應(yīng)速度加快，動態(tài)性能提高；

6)y·z＜0，此時z＞0，y＜0或z＜0，y＞0，這兩種情況均則說明id的變化趨勢可能使誤差累積量繼續(xù)增大。為了防止系統(tǒng)振蕩加強，應(yīng)立即減小kd的大小，削弱系統(tǒng)微分作用；

(3)當(dāng)|x|＜δidmin且|δθ|＞δθmin，說明id電流的控制精度還不夠，此時應(yīng)該同時增大kp、ki和kd控制參數(shù)，加強電流環(huán)的控制作用；

以上id電流環(huán)控制參數(shù)的整定規(guī)則可以概括為：

式中i＝1，2，3…為控制參數(shù)調(diào)整次數(shù)，λ2為比例參數(shù)整定系數(shù)，λ3為積分參數(shù)整定系數(shù)，λ4為微分參數(shù)整定系數(shù)，λ1為根據(jù)δθ對控制參數(shù)進行整體整定的系數(shù)，其中，λ1≥0，λ2≥0，λ3≥0，λ4≥0。

(4)當(dāng)|x|＜δidmin且|δθ|≤δθmin，說明通過電流環(huán)控制，id與參考值相差無幾，位置估算器計算角度已比較精確，此時應(yīng)保持控制系統(tǒng)穩(wěn)定，防止發(fā)生振蕩。

根據(jù)圖1，當(dāng)電流環(huán)控制參數(shù)整定模塊整定輸出kp、ki和kp參數(shù)后，執(zhí)行id電流控制環(huán)與iq電流控制環(huán)。通過pid控制環(huán)的調(diào)節(jié)后，分別輸出兩相電壓信號ud、uq給park逆變換模塊。

park逆變換模塊將電流環(huán)輸出的電壓信號ud、uq從旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上變換到兩相定子靜止坐標(biāo)系上，輸出兩相電壓信號uα、uβ給svpwm調(diào)制模塊和位置估算器，變換方程為：

位置估算器根據(jù)park逆變換模塊輸出的兩相電壓信號uα、uβ和clark變換模塊輸出的兩相電流信號iα、iβ進行運算，估算轉(zhuǎn)子角度θ′。

圖3為是本發(fā)明永磁同步電機位置估算器工作原理圖。

根據(jù)圖1，svpwm調(diào)制模塊根據(jù)park逆變換模塊輸出的所述位置估算器內(nèi)含數(shù)字化電機模型：

式中，rs為永磁同步電機繞組相電阻，ls為繞組相電感，eα和eβ為反電動勢信號。通過數(shù)字化電機模型求解電機電流：

根據(jù)圖3，zα、zβ為包含電機反電動勢信息的信號，通過濾波可以得到平滑的eα和eβ信號。通過參數(shù)rs、參數(shù)ls，電壓信號uα、uβ、zα、zβ，計算得到電流參考值參考電流分別與電機實際電流iα、iβ做差，誤差值分別為δiα和δiβ。

根據(jù)δiα和δiβ，通過滑模控制器計算輸出zα、zβ信號，滑?？刂破鲾?shù)學(xué)模型如下所示：

式中，δiαmax和δiβmax為滑模控制器的誤差限幅值，δiαmax＞0，δiβmax＞0，k為滑?？刂破鞯脑鲆?，k＞0，滑模控制器的輸出由它們一起決定。

zα、zβ信號經(jīng)過濾波，得到反電動勢信號eα和eβ，則其濾波模型為：

式中，i＝1，2，3…為濾波次數(shù)，ts為算法控制周期，π為圓周率，fc為濾波截止頻率，一般設(shè)置與電機電頻率f相等。

根據(jù)反電動勢信號eα和eβ，通過角度、速度計算模塊便可輸出估算的轉(zhuǎn)子位置信息θ′與電機轉(zhuǎn)速n。計算原理為：

位置估算器估算出的轉(zhuǎn)子位置θ′與轉(zhuǎn)子實際位置θ存在誤差，通過角度估算誤差計算模塊計算誤差值δθ：

δθ＝θ-θ′

兩相電壓信號uα、uβ，通過空間矢量調(diào)制運算輸出六路pwm調(diào)制波，控制三相逆變器在直流母線電壓udc的作用下輸出三相對稱交流正弦電壓。

圖4為本發(fā)明永磁同步電機啟動過程轉(zhuǎn)矩分量電流參考值變化圖。

根據(jù)圖4，結(jié)合圖1，在電機啟動過程中，電流環(huán)控制電機定子電流，控制電機磁通分量電流控制電機轉(zhuǎn)矩電流分量從小到大慢慢增大。

根據(jù)圖4，t＝0時刻，電機轉(zhuǎn)子完成定位，t0和t1時刻分別為電機啟動過程中的兩個時刻。從t＝0到t＝t0時刻，令轉(zhuǎn)矩分量電流iq0的大小確保電流在不會發(fā)生過流的前提下保證該電流可以拖動轉(zhuǎn)子進行加速轉(zhuǎn)動；從t＝t0到t＝t1時刻，從iq0緩慢增加到iq1，該過程保證轉(zhuǎn)子能夠加速達到預(yù)設(shè)轉(zhuǎn)速n1，n1＞0；從t＝t1時刻以后，保持不變一直到速度環(huán)投入工作。

圖5為本發(fā)明永磁同步電機速度、電流雙閉環(huán)無位置控制框圖。

根據(jù)圖5，結(jié)合圖1，速度、電流雙閉環(huán)無位置控制框圖在圖1啟動控制結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上增加了速度pid控制環(huán)。

預(yù)設(shè)一個角度估算標(biāo)準值δθmin，δθmin＞0，當(dāng)電機加速到一定速度范圍，n≥n1時，且位置估算器估測轉(zhuǎn)子角度與電機實際轉(zhuǎn)子位置角之間的誤差值足夠小，即|δθ|≤δθmin時，把電機切換到速度環(huán)控制模式。速度環(huán)采用傳統(tǒng)pid控制環(huán)，因為其控制結(jié)構(gòu)簡單可靠。

切換至速度環(huán)控制模式后，位置估算器輸出估算的電機轉(zhuǎn)子角度θ′給park變換模塊和park逆變換模塊來代替原來的給定轉(zhuǎn)子位置角θ。坐標(biāo)變換方程分別變?yōu)椋?/p>

位置估算器輸出估算的電機轉(zhuǎn)速值n，令其與給定速度參考值n^*作差，差值δn通過速度pid控制環(huán)進行控制，輸出值作為iq電流pid控制環(huán)新的參考值id電流pid控制環(huán)結(jié)構(gòu)保持不變。此時變pid參數(shù)電流環(huán)啟動過程結(jié)束，速度pid控制環(huán)和電流環(huán)一起，實現(xiàn)永磁同步電機的速度、電流雙閉環(huán)無位置穩(wěn)定運行。

以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應(yīng)當(dāng)指出：對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護范圍。