本發(fā)明涉及一種微網(wǎng)控制方法，尤其是一種基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的微網(wǎng)逆變器均衡控制方法。

背景技術(shù)：

近年來(lái)，隨著新能源發(fā)電單元在電力系統(tǒng)的滲透率不斷提升，與此同時(shí)傳統(tǒng)集中式一次能源逐漸減少，系統(tǒng)的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量逐漸減小，頻率波動(dòng)變大，且一次能源的間歇性特性更加劇了電網(wǎng)的頻率波動(dòng)，使得系統(tǒng)的頻率穩(wěn)定性問(wèn)題日趨嚴(yán)峻。且隨著分布式電源電網(wǎng)滲透率的提高，其在電網(wǎng)中的角色將發(fā)生變化，分布式電源將不再只是向電網(wǎng)提供電能，還應(yīng)能具備一定的電網(wǎng)電壓和頻率支撐能力，以穩(wěn)定電網(wǎng)運(yùn)行。然而目前基于電流源并網(wǎng)控制方式的分布式電源并不具備電壓支撐能力，且并入不同電網(wǎng)結(jié)構(gòu)時(shí)其穩(wěn)定性和動(dòng)穩(wěn)態(tài)性能有較大差異，電網(wǎng)適應(yīng)性較差。

傳統(tǒng)電力系統(tǒng)中，同步發(fā)電機(jī)組(Generator Set-Genset)的下垂特性以及轉(zhuǎn)動(dòng)慣量大等因素，在維持系統(tǒng)的電壓和頻率穩(wěn)定方面起著關(guān)鍵作用。Genset平穩(wěn)和調(diào)節(jié)系統(tǒng)頻率的過(guò)程可以分為三個(gè)階段：第一階段為Genset的慣性穩(wěn)頻，即依靠Genset自身轉(zhuǎn)動(dòng)慣量抑制系統(tǒng)的快速頻率波動(dòng)；第二階段為一次調(diào)頻，即當(dāng)頻率波動(dòng)量超出一定值通過(guò)改變?cè)瓌?dòng)機(jī)功率輸入來(lái)調(diào)節(jié)頻率；第三階段為二次調(diào)頻，即而當(dāng)系統(tǒng)功率恢復(fù)平衡后，調(diào)整一次調(diào)頻指令將頻率控制在額定頻率值，從而實(shí)現(xiàn)頻率的無(wú)差控制。顯然，分布式發(fā)電系統(tǒng)中以電力電子裝置實(shí)現(xiàn)的分布式發(fā)電單元(以下簡(jiǎn)稱DGU)若能模擬或者部分模擬Genset的上述特性，使其像Genset一樣參與頻率和電壓的調(diào)節(jié)過(guò)程，就可以降低分布式電源對(duì)電網(wǎng)的不利影響，解決分布式電源大規(guī)模并網(wǎng)應(yīng)用中的相關(guān)技術(shù)瓶頸問(wèn)題。而能模擬或者部分模擬Genset頻率電壓控制特性的電力電子電源裝置就被稱為虛擬同步發(fā)電機(jī)(Virtual Synchronous Generator，VSG)。VSG需要運(yùn)行在兩種模式下，并網(wǎng)和孤島并聯(lián)運(yùn)行。

VSG并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，需要對(duì)電網(wǎng)的電壓和頻率穩(wěn)定性進(jìn)行一定的支撐，并在電網(wǎng)頻率異常的情況下做出限功率運(yùn)行，孤島并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，需要向負(fù)載提供較高的電能質(zhì)量。另外VSG需要運(yùn)行在并網(wǎng)和孤島兩種模式下，當(dāng)發(fā)生模式轉(zhuǎn)換時(shí)，VSG應(yīng)具有無(wú)縫切換能力。

針對(duì)上述問(wèn)題，國(guó)內(nèi)外的專家學(xué)者們提出了一些方法，主要有：

題為“具有轉(zhuǎn)動(dòng)慣量和阻尼自趨優(yōu)的超越虛擬同步發(fā)電機(jī)方法”的中國(guó)發(fā)明專利申請(qǐng)說(shuō)明書(CN105186554A)給出了一種根據(jù)轉(zhuǎn)動(dòng)慣量和阻尼自我調(diào)節(jié)來(lái)對(duì)電網(wǎng)頻率差進(jìn)行補(bǔ)償控制，然而阻尼系數(shù)對(duì)穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下的下垂特性有影響，控制上存在耦合，不利于參數(shù)設(shè)計(jì)。

題為“應(yīng)用于虛擬同步發(fā)電機(jī)的離并網(wǎng)控制方法及系統(tǒng)”的中國(guó)發(fā)明專利申請(qǐng)說(shuō)明書(CN105207261A)公開的技術(shù)方案中，采用快速終端滑模控制策略對(duì)離/并網(wǎng)狀態(tài)進(jìn)行切換，可以使得電網(wǎng)電壓與負(fù)載電壓的誤差值快速平穩(wěn)趨近于零，但是沒(méi)有給出電網(wǎng)電壓和負(fù)載電壓之間的頻率和相位差控制問(wèn)題。

題為“一種基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的解耦控制方法及裝置”的中國(guó)發(fā)明專利申請(qǐng)說(shuō)明書(CN105915140A)給出了一種電壓電流的dq解耦控制方法，可以實(shí)現(xiàn)解耦，但是解耦特性依賴于狀態(tài)變量的估計(jì)特性，且控制方法復(fù)雜。

總之，現(xiàn)有VSG技術(shù)并網(wǎng)模式下阻尼特性與下垂特性不能實(shí)現(xiàn)解耦控制，離網(wǎng)并聯(lián)模式下很難同時(shí)兼顧動(dòng)態(tài)響應(yīng)與穩(wěn)態(tài)均流之間的關(guān)系，并離網(wǎng)切換存在過(guò)渡過(guò)程。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術(shù)問(wèn)題為克服上述各種技術(shù)方案的局限性，針對(duì)VSG技術(shù)并網(wǎng)模式下的解耦控制與離網(wǎng)模式下的均衡控制，以及并離網(wǎng)模式切換下的過(guò)渡過(guò)程等問(wèn)題，提供一種基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的微網(wǎng)逆變器均衡控制方法。

本發(fā)明的目的是這樣實(shí)現(xiàn)的。本發(fā)明提供了一種基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的微網(wǎng)逆變器均衡控制方法，主要步驟如下：

步驟1，采樣及坐標(biāo)變換；

所述采樣包括采集以下數(shù)據(jù)：微網(wǎng)逆變器濾波電容電壓u_ca,u_cb,u_cc，微網(wǎng)逆變器橋臂側(cè)電感電流i_La,i_Lb,i_Lc,微網(wǎng)逆變器并網(wǎng)點(diǎn)電網(wǎng)電壓e_a,e_b,e_c；

所述坐標(biāo)變換包括對(duì)以下數(shù)據(jù)進(jìn)行坐標(biāo)變換：對(duì)微網(wǎng)逆變器濾波電容電壓u_ca,u_cb,u_cc和橋臂側(cè)電感電流i_La,i_Lb,i_Lc分別進(jìn)行單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換得到濾波電容電壓的dq分量U_cd,U_cq和橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq；

步驟2，根據(jù)步驟1中得到的濾波電容電壓的dq分量U_cd,U_cq，通過(guò)通用的微分離散化方程計(jì)算濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq；根據(jù)步驟1得到的橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq和濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，經(jīng)過(guò)輸出電流計(jì)算方程得到輸出電流的dq分量I_od,I_oq；經(jīng)過(guò)有功功率計(jì)算方程和無(wú)功功率計(jì)算方程得到平均有功功率P和平均無(wú)功功率Q；對(duì)微網(wǎng)逆變器并網(wǎng)點(diǎn)電網(wǎng)電壓e_a,e_b,e_c經(jīng)過(guò)鎖相環(huán)環(huán)節(jié)得到電網(wǎng)角頻率ω_g；

步驟3，根據(jù)步驟2中得到的平均有功功率P、電網(wǎng)角頻率ω_g和微網(wǎng)逆變器給定的有功功率指令P₀、微網(wǎng)逆變器給定有功功率指令P₀時(shí)的額定角頻率ω₀，經(jīng)過(guò)功角控制方程及電網(wǎng)頻率邏輯判斷環(huán)節(jié)得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的角頻率ω，對(duì)ω積分得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的矢量角θ；

步驟4，根據(jù)步驟2中得到的平均無(wú)功功率Q和微網(wǎng)逆變器給定的無(wú)功功率指令Q₀、電壓指令U₀，經(jīng)過(guò)無(wú)功控制方程得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的端電壓U^*；

步驟5，先根據(jù)步驟4中得到的端電壓U^*和步驟1中得到的濾波電容電壓dq的分量U_cd,U_cq，通過(guò)電壓控制方程得到電流指令信號(hào)再根據(jù)電流指令信號(hào)步驟1中的橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq和步驟2得到的濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，通過(guò)加權(quán)電流控制方程得到控制信號(hào)U_d,U_q；

步驟6，將步驟5中得到的控制信號(hào)U_d,U_q經(jīng)過(guò)單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)反變換得到三相橋臂電壓控制信號(hào)U_a,U_b,U_c，再根據(jù)U_a,U_b,U_c生成開關(guān)管的PWM控制信號(hào)。

優(yōu)選地，步驟2中所述平均有功功率P和平均無(wú)功功率Q的計(jì)算步驟包括：

步驟2.1，計(jì)算濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq；

令濾波電容電壓U_cd,U_cq的離散序列為U_cd(n),U_cq(n)，濾波電容電流dq分量I_cd,I_cq的離散序列為I_cd(n),I_cq(n)，則計(jì)算濾波電容電流的通用的微分離散化方程為：

其中，C為濾波電容，T_s為微網(wǎng)逆變器采樣頻率，K為離散序列點(diǎn)數(shù)，n,k為自然數(shù),即n＝0,1,2,3,4......，k＝0,1,2,3,4......；

根據(jù)上述方程可以求得濾波電容電流I_cd,I_cq的離散序列為I_cd(n),I_cq(n)，從而可得濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq；

步驟2.2，計(jì)算輸出電流的dq分量I_od,I_oq；

根據(jù)步驟2.1得到的濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，經(jīng)過(guò)輸出電流計(jì)算方程得到輸出電流的dq分量I_od,I_oq，所述的輸出電流計(jì)算方程為:

I_od＝I_Ld-I_cd

I_oq＝I_Lq-I_cq

步驟2.3，根據(jù)有功功率計(jì)算方程和無(wú)功功率計(jì)算方程計(jì)算平均有功功率P和平均無(wú)功功率Q；

有功功率計(jì)算方程為：

無(wú)功功率計(jì)算方程為：

其中，Q_pq為功率計(jì)算方程品質(zhì)因數(shù)，ω_h為陷波器需要濾除的諧波角頻率，s為拉普拉斯算子，τ為一階低通濾波器的時(shí)間常數(shù),h為待濾除的諧波次數(shù)。

優(yōu)選地，步驟3中所述功角控制方程為：

其中，ω₀為微網(wǎng)逆變器給定有功功率指令P₀時(shí)的額定角頻率，m為功角控制下垂系數(shù)，J為模擬同步發(fā)電機(jī)機(jī)組的虛擬轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，s為拉普拉斯算子，D₁為微網(wǎng)逆變器頻率反饋系數(shù)，D₂為電網(wǎng)頻率反饋系數(shù)；

采用具有回差特性的電網(wǎng)頻率邏輯判斷環(huán)節(jié)為：

當(dāng)ω_g≥ω_g1時(shí)，令D₁＝-D₂<0，即：

當(dāng)ω_g<ω_g2時(shí)，令ω₀＝ω_g,D₁＝-D₂<0，即：

其中，ω_g1為電網(wǎng)頻率低閾值，ω_g1為電網(wǎng)頻率高返回值，ω_g1<ω_g2。

優(yōu)選地，步驟4中所述無(wú)功控制方程為：

U^*＝U₀+n(Q₀-Q)

其中，U₀為微網(wǎng)逆變器給定無(wú)功功率指令Q₀時(shí)的額定輸出電容電壓、n為無(wú)功-電壓下垂系數(shù)。

優(yōu)選地，步驟5中所述電壓控制方程為:

其中，K_p為電壓環(huán)比例控制系數(shù)、K_i為電壓環(huán)積分控制系數(shù)、K_r為電壓環(huán)諧振控制器比例系數(shù)，Q_u為電壓環(huán)準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器品質(zhì)因數(shù)，ω_h為陷波器需要濾除的諧波角頻率，s為拉普拉斯算子，h為待抑制的諧波次數(shù)。

優(yōu)選地，步驟5中所述電流控制方程為：

其中，K_pi為電流環(huán)比例控制系數(shù)，K_ri電流環(huán)諧振控制器比例系數(shù)，w₁為電感電流的權(quán)重系數(shù)，w₂為電容電流的權(quán)重系數(shù)，K_f為電壓前饋系數(shù)，Q_i為電流環(huán)準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器品質(zhì)因數(shù)，s為拉普拉斯算子。

采用本發(fā)明后，對(duì)于采用虛擬同步發(fā)電機(jī)技術(shù)的微網(wǎng)逆變器，具備了如下優(yōu)點(diǎn)：

1、電網(wǎng)頻率低的異常情況下可以實(shí)現(xiàn)限功率運(yùn)行，且只需要改變外環(huán)功率指令給定方式，而需要改變電壓雙環(huán)控制器，減小了過(guò)渡過(guò)程的沖擊；模式切換運(yùn)行時(shí)只需改變外環(huán)功率指令給定方式，不需要改變電壓雙環(huán)控制器，減小了過(guò)渡過(guò)程的沖擊，減小了無(wú)縫切換時(shí)間。

2、虛擬阻尼不影響穩(wěn)態(tài)下垂均分特性，與下垂特性分離控制與設(shè)計(jì)，相互解耦，提高了系統(tǒng)性能

3、采用基于電容電流與橋臂側(cè)電感電流加權(quán)控制方案，在輸出電壓動(dòng)態(tài)性能與輸出阻抗之間取得均衡，有利于總體性能的提高。

4、抑制直流分量，且并網(wǎng)運(yùn)行模式下具有較低的電流諧波畸變率。

5、給出了一種通用微分離散化函數(shù)，可以根據(jù)不同的系統(tǒng)特性設(shè)計(jì)微分離散化函數(shù)，有利于提高微分離散化穩(wěn)定性及靈活設(shè)計(jì)幅相特性。

附圖說(shuō)明

圖1是本發(fā)明的基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的微網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖2是本發(fā)明的虛擬同步發(fā)電機(jī)的功率外環(huán)控制框圖。

圖3是本發(fā)明的虛擬同步發(fā)電機(jī)的電壓電流雙環(huán)控制框圖。

圖4是本發(fā)明的基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的微網(wǎng)逆變器等效數(shù)學(xué)模型。

具體實(shí)施方式

圖1是本發(fā)明的實(shí)施例中基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的微網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。包括直流源Udc、直流側(cè)濾波電容Cdc、三相半橋逆變電路、LC濾波器，直流側(cè)濾波電容Cdc并聯(lián)在所述直流源Udc的兩端，直流源Udc的兩個(gè)電源輸出端分別與三相全橋逆變電路的兩個(gè)輸入端相連，三相全橋逆變電路的三相輸出端與LC濾波器的三相輸入端一一對(duì)應(yīng)相連，LC濾波器的三相輸出端分別與Dyn11型變壓器的三角型側(cè)相連接，變壓器星型側(cè)與三相電網(wǎng)Ea、Eb、Ec相連，電網(wǎng)相電壓有效值為E，Lg為三相電網(wǎng)感抗對(duì)應(yīng)的電感，LC濾波器由橋臂側(cè)電感L和濾波電容C組成。

下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的優(yōu)選方式作進(jìn)一步詳細(xì)的描述。

具體的，本實(shí)施例中的參數(shù)如下：直流母線電壓Udc為550V，輸出交流線電壓有效值為380V/50Hz，額定容量為100kW，微網(wǎng)逆變器橋臂側(cè)電感為L(zhǎng)＝0.5mH，微網(wǎng)逆變器濾波電容為C＝200μF。變壓器為100kVA270/400V Dyn11型變壓器，微網(wǎng)逆變器采樣頻率f_s為10kHz，因而T_s＝100μs。

參見圖1、2、3和4，本發(fā)明提供的一種基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的微網(wǎng)逆變器均衡控制方法，主要步驟如下：

步驟1，采樣及坐標(biāo)變換；

所述采樣包括采集以下數(shù)據(jù)：微網(wǎng)逆變器濾波電容電壓u_ca,u_cb,u_cc，微網(wǎng)逆變器橋臂側(cè)電感電流i_La,i_Lb,i_Lc,微網(wǎng)逆變器并網(wǎng)點(diǎn)電網(wǎng)電壓e_a,e_b,e_c。

所述坐標(biāo)變換包括對(duì)以下數(shù)據(jù)進(jìn)行坐標(biāo)變換：對(duì)微網(wǎng)逆變器濾波電容電壓u_ca,u_cb,u_cc和橋臂側(cè)電感電流i_La,i_Lb,i_Lc，分別進(jìn)行單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換得到濾波電容電壓dq的分量U_cd,U_cq和橋臂側(cè)電感電流dq的分量I_Ld,I_Lq。

步驟2，根據(jù)步驟1中得到的濾波電容電壓的dq分量U_cd,U_cq，通過(guò)通用的微分離散化方程計(jì)算濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq；根據(jù)步驟1得到的橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq和濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，經(jīng)過(guò)輸出電流計(jì)算方程得到輸出電流的dq分量I_od,I_oq；經(jīng)過(guò)有功功率計(jì)算方程和無(wú)功功率計(jì)算方程得到平均有功功率P和平均無(wú)功功率Q；對(duì)微網(wǎng)逆變器并網(wǎng)點(diǎn)電網(wǎng)電壓e_a,e_b,e_c經(jīng)過(guò)鎖相環(huán)環(huán)節(jié)得到電網(wǎng)角頻率ω_g。

步驟2.1，計(jì)算濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq；

令濾波電容電壓U_cd,U_cq的離散序列為U_cd(n),U_cq(n)，濾波電容電流I_cd,I_cq的離散序列為I_cd(n),I_cq(n)，則計(jì)算濾波電容電流的通用的微分離散化方程為：

其中，C為濾波電容，T_s為微網(wǎng)逆變器采樣頻率，K為離散序列點(diǎn)數(shù)，n,k為自然數(shù),即n＝0,1,2,3,4......，k＝0,1,2,3,4......。

根據(jù)上述方程可以求得濾波電容電流I_cd,I_cq的離散序列為I_cd(n),I_cq(n)，從而可得濾波電容電流I_cd,I_cq。

通用離散化方程的參數(shù)選擇綜合考慮差分方程穩(wěn)定性條件，微分的頻率響應(yīng)以及DSP計(jì)算量。在本實(shí)施例中，取N＝7，K＝2，k_n＝4,k_n-1＝2,k_n-2＝1,。

步驟2.2，計(jì)算輸出電流的dq分量I_od,I_oq；

根據(jù)步驟2.1得到的濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，經(jīng)過(guò)輸出電流計(jì)算方程得到輸出電流的dq分量I_od,I_oq，所述的輸出電流計(jì)算方程為:

I_od＝I_Ld-I_cd

I_oq＝I_Lq-I_cq

步驟2.3，根據(jù)有功功率計(jì)算方程和無(wú)功功率計(jì)算方程計(jì)算平均有功功率P和平均無(wú)功功率Q；

有功功率計(jì)算方程為：

無(wú)功功率計(jì)算方程為：

其中，Q_pq為功率計(jì)算方程品質(zhì)因數(shù)、ω_h為陷波器需要濾除的諧波角頻率、s為拉普拉斯算子、τ為一階低通濾波器的時(shí)間常數(shù)，h為待濾除的諧波次數(shù)。

在本實(shí)施例中，考慮主要濾除的諧波次數(shù)為2次和3次諧波，因此選取h＝2,3，此時(shí)ω_h＝628.3186rad/s,942.4779rad/s。一階低通濾波器主要考慮濾除高次諧波，且不影響動(dòng)態(tài)響應(yīng)，一般取τ≤2e^-3s，本例取值τ＝1.5e^-4s；品質(zhì)因數(shù)Q_pq主要考慮陷波器的濾波效果，在本例中，選取Q_pq＝0.5。

步驟3，根據(jù)步驟2中得到的平均有功功率P、電網(wǎng)角頻率ω_g和微網(wǎng)逆變器給定的有功功率指令P₀、微網(wǎng)逆變器給定有功功率指令P₀時(shí)的額定角頻率ω₀，經(jīng)過(guò)功角控制方程及電網(wǎng)頻率邏輯判斷環(huán)節(jié)得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的角頻率ω，對(duì)ω積分得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的矢量角θ。

其中,功角控制方程為：

其中，ω₀為微網(wǎng)逆變器給定有功功率指令P₀時(shí)的額定角頻率，m為功角控制下垂系數(shù)，J為模擬同步發(fā)電機(jī)機(jī)組的虛擬轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，s為拉普拉斯算子，D₁為微網(wǎng)逆變器頻率反饋系數(shù)，D₂為電網(wǎng)頻率反饋系數(shù)。

采用具有回差特性的電網(wǎng)頻率邏輯判斷環(huán)節(jié)為：

當(dāng)ω_g≥ω_g1時(shí)，令D₁＝-D₂<0，即：

當(dāng)ω_g<ω_g2時(shí)，令ω₀＝ω_g,D₁＝-D₂<0，即：

其中，ω_g1為電網(wǎng)頻率低閾值，ω_g1為電網(wǎng)頻率高返回值，ω_g1<ω_g2。

功角控制方程表明了微網(wǎng)逆變器有功功率下垂曲線關(guān)系、虛擬慣量大小和阻尼大小。其中，虛擬慣量標(biāo)明了系統(tǒng)頻率的變化率，為了保證系統(tǒng)頻率變化平穩(wěn)，需要有較大的虛擬慣量；然而虛擬慣量相當(dāng)于在系統(tǒng)中加入了一階慣性環(huán)節(jié)，太大的虛擬慣量有可能導(dǎo)致系統(tǒng)的不穩(wěn)定。因而參數(shù)選擇需要折中處理。為保證系統(tǒng)穩(wěn)定性，在本實(shí)施例中，慣性時(shí)間常數(shù)范圍在τ_virtual＝Jω₀m≤2e^-3s；功角控制方程中的有功功率下垂曲線關(guān)系包括三個(gè)系數(shù)，功角控制下垂系數(shù)m表示下垂曲線的斜率，取值原則為100％的有功功率變化時(shí)，頻率變化0.5Hz以內(nèi)；給定有功功率指令P₀和相對(duì)應(yīng)的額定角頻率ω₀表示下垂曲線的位置關(guān)系，主要考慮微網(wǎng)逆變器輸出有功功率為P₀時(shí)，其輸出頻率大小。

在本實(shí)施例中，功角控制下垂系數(shù)取值為根據(jù)慣性時(shí)間常數(shù)取值原則取τ_virtual＝Jω₀m＝1.5e^-3s，可得J＝0.2kg·m²,為保證控制運(yùn)行時(shí)能量不流向直流側(cè)，給定有功功率指令取值為P₀＝1kW，此時(shí)對(duì)應(yīng)的額定角頻率取值為ω₀＝314.1593rad/s。

具有回差特性的電網(wǎng)頻率邏輯判斷環(huán)節(jié)表明了功率外環(huán)調(diào)節(jié)器頻率補(bǔ)償特性與限功率運(yùn)行特性的切換邏輯關(guān)系。當(dāng)電網(wǎng)頻率大于一定值時(shí)，微網(wǎng)逆變器調(diào)節(jié)功率輸出來(lái)穩(wěn)定電網(wǎng)頻率波動(dòng)，當(dāng)電網(wǎng)頻率低于一定值超出微網(wǎng)逆變器功率調(diào)節(jié)范圍時(shí)，微網(wǎng)逆變器應(yīng)該限功率運(yùn)行。根據(jù)運(yùn)行的電網(wǎng)頻率波動(dòng)范圍以及微網(wǎng)逆變器功率調(diào)節(jié)范圍以及下垂系數(shù)選取原則來(lái)選取電網(wǎng)頻率邏輯判斷的邏輯值。在本實(shí)施例中，選擇ω_g1＝49.2Hz,ω_g2＝49.5Hz。D₁,D₂表明了外環(huán)功率環(huán)的阻尼特性，根據(jù)上述方程基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的微網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型如圖4所示，進(jìn)而可得有功功率傳遞函數(shù)為：

其中，為功角傳遞函數(shù)，E為電網(wǎng)相電壓有效值，X為微網(wǎng)逆變器每相等效輸出阻抗。在本實(shí)施例中，微網(wǎng)逆變器的等效輸出阻抗為額定阻抗的5％，因而K_s等效為K_s≈20×100kW。

根據(jù)控制系統(tǒng)二階振蕩方程可得系統(tǒng)的阻尼為其中ζ>0，將m,J,ω₀,K_s帶入可得D₁的取值范圍為D₁<40，在本實(shí)施例中，取ζ＝0.7，則D₁＝-15640，D₂＝15640。

步驟4，根據(jù)步驟2中得到的平均無(wú)功功率Q和微網(wǎng)逆變器給定的無(wú)功功率指令Q₀、電壓指令U₀，經(jīng)過(guò)無(wú)功控制方程得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的端電壓U^*。

無(wú)功控制方程為：

U^*＝U₀+n(Q₀-Q)

其中，U₀為微網(wǎng)逆變器給定無(wú)功功率指令Q₀時(shí)的額定輸出電容電壓、n為無(wú)功-電壓下垂系數(shù)。

無(wú)功-電壓下垂系數(shù)n取值原則為100％的無(wú)功功率變化時(shí)，電壓幅值變化在2％之內(nèi)；給定無(wú)功功率指令Q₀和相對(duì)應(yīng)的額定輸出電容電壓U₀表示下垂曲線的位置關(guān)系，主要考慮微網(wǎng)逆變器輸出無(wú)功功率為Q₀時(shí)，其輸出電壓大小。

在本實(shí)施例中，無(wú)功-電壓下垂系數(shù)取值為給定無(wú)功功率指令Q₀考慮系統(tǒng)輸出無(wú)功功率為Q₀＝0，此時(shí)對(duì)應(yīng)的額定輸出電容電壓U₀＝380V。

步驟5，先根據(jù)步驟4中得到的端電壓U^*和步驟1中得到的濾波電容電壓dq的分量U_cd,U_cq，通過(guò)電壓控制方程得到電流指令信號(hào)再根據(jù)電流指令信號(hào)步驟1中的橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq和步驟2得到的濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，通過(guò)加權(quán)電流控制方程得到控制信號(hào)U_d,U_q。其中,電壓控制方程為：

其中，K_p為電壓環(huán)比例控制系數(shù)、K_i為電壓環(huán)積分控制系數(shù)、K_r為電壓環(huán)諧振控制器比例系數(shù)，Q_u為電壓環(huán)準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器品質(zhì)因數(shù)，ω_h為陷波器需要濾除的諧波角頻率，s為拉普拉斯算子，h為待抑制的諧波次數(shù)。

電壓控制方程中的參數(shù)主要考慮控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動(dòng)穩(wěn)態(tài)性能；在本實(shí)施例中，取K_p＝0.03,K_i＝0.8,準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器主要考慮消除系統(tǒng)中的奇次諧波，取h＝3,5,7,9,11，因而角頻率分別等于ω_h＝942.5rad/s,1570.8rad/s,2199.1rad/s,2827.4rad/s,3455.8rad/s。

品質(zhì)因數(shù)Q_u主要考慮諧振調(diào)節(jié)器的增益和穩(wěn)定性，在本例中，選取Q_u＝0.7；準(zhǔn)諧振控制器比例系數(shù)綜合考慮電壓環(huán)的動(dòng)穩(wěn)態(tài)控制性能和系統(tǒng)穩(wěn)定性，在本例中，選取K_r＝100。

電流控制方程為：

其中，K_pi為電流環(huán)比例控制系數(shù)，K_ri電流環(huán)諧振控制器比例系數(shù)，w₁為電感電流的權(quán)重系數(shù)，w₂為電容電流的權(quán)重系數(shù)，K_f為電壓前饋系數(shù)，Q_i為電流環(huán)準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器品質(zhì)因數(shù)，s為拉普拉斯算子。

電流控制方程中的參數(shù)主要考慮控制系統(tǒng)的阻尼特性和直流分量抑制能力；在本實(shí)施例中，取K_pi＝0.05,準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器主要考慮消除系統(tǒng)中的直流分量，取h＝1，因而角頻率等于ω_h＝314.15rad/s。

品質(zhì)因數(shù)Q_i主要考慮諧振調(diào)節(jié)器的增益和穩(wěn)定性，在本例中，選取Q_i＝0.7；準(zhǔn)諧振控制器比例系數(shù)綜合考慮電流環(huán)的直流分量抑制能力和系統(tǒng)穩(wěn)定性，在本例中，選取K_ri＝50。

電感電流與電容電流加權(quán)反饋控制環(huán)節(jié)主要考慮微網(wǎng)逆變器孤島運(yùn)行輸出電壓的動(dòng)態(tài)響應(yīng)與并聯(lián)均流之間的均衡。在本實(shí)施例中，取w₁＝0.3,w₂＝0.7。

步驟6，將步驟5中得到的控制信號(hào)U_d,U_q經(jīng)過(guò)單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)反變換得到三相橋臂電壓控制信號(hào)U_a,U_b,U_c，再根據(jù)U_a,U_b,U_c生成開關(guān)管的PWM控制信號(hào)。