本發(fā)明涉及電網(wǎng)控制領(lǐng)域，尤其是涉及一種用于Z源逆變器LCL濾波的有源阻尼控制方法。

背景技術(shù)：

隨著能源危機(jī)的日益嚴(yán)峻，開發(fā)利用新能源成為必然。光伏、風(fēng)能發(fā)電作為清潔的新能源發(fā)電方式，受到了極大的關(guān)注。并網(wǎng)逆變器是新能源利用的重要部分，傳統(tǒng)逆變器統(tǒng)一橋臂上下功率管不能同時導(dǎo)通，否則會造成短路。另一方面，電壓型逆變器本身為降壓型逆變器，在輸入電壓較低或波動范圍較大時，前級需加入升壓電路，這會導(dǎo)致系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜、效率變低。為解決此問題，彭方正教授提出了Z源逆變器。

Z源逆變器通過引入特殊的阻抗網(wǎng)絡(luò)，能夠克服電壓源逆變器的不足。Z源逆變器利用同一橋臂上下功率開關(guān)的直通狀態(tài)來實現(xiàn)對輸入電壓的升壓功能，因此屬于升降壓型逆變器。同時，由于直通狀態(tài)成為逆變器的一種正常工作模式，由電磁干擾等所造成的直通狀態(tài)不會損壞逆變器，并且可避免有死區(qū)時間引起的輸出波形畸變。

三相Z源逆變器一般都采用高頻脈寬調(diào)制下的電流控制，會導(dǎo)致大量高次諧波注入電網(wǎng)之中，為保證較好的入網(wǎng)電流質(zhì)量，采用LCL濾波器進(jìn)行濾波。但其所帶來的諧振峰不可忽略，并且會影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。為抑制諧振峰，采用有源阻尼方案，即以電容電流為內(nèi)環(huán)，以電網(wǎng)電流為外環(huán)構(gòu)成雙環(huán)控制來消減諧振峰，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的就是為了克服上述現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷而提供一種用于Z源逆變器LCL濾波的有源阻尼控制方法，通過引入Z源逆變器來克服傳統(tǒng)逆變器的缺陷，同時采用LCL濾波器對并網(wǎng)電流的高次諧波進(jìn)行有效濾除，為抑制諧振峰，采用有源阻尼控制。該控制方法可以保證系統(tǒng)穩(wěn)定性，提高并網(wǎng)電流的質(zhì)量和功率因數(shù)。同時系統(tǒng)的快速性得到提升，使系統(tǒng)具有很強(qiáng)的魯棒性。

本發(fā)明的目的可以通過以下技術(shù)方案來實現(xiàn)：

一種用于Z源逆變器LCL濾波的有源阻尼控制方法，用于LCL型Z源逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中，包括以下步驟：

1)采集電網(wǎng)電流以及LCL濾波器中濾波電容電流，經(jīng)雙電流環(huán)控制、SPWM控制后輸出SPWM開關(guān)驅(qū)動信號；

2)采集Z源網(wǎng)絡(luò)的電容電壓，經(jīng)電壓環(huán)控制后輸出直通信號D₀；

3)根據(jù)SPWM開關(guān)驅(qū)動信號和直通信號D₀得到優(yōu)化后的開關(guān)驅(qū)動信號。

所述雙電流環(huán)控制包括電流外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制，所述步驟1)具體為：

11)電流外環(huán)控制：

采集三相電網(wǎng)電流，三相電網(wǎng)電流經(jīng)坐標(biāo)變換得到αβ軸電網(wǎng)電流；

采集電網(wǎng)電壓相位角，dq軸參考電流基于電網(wǎng)電壓相位角的坐標(biāo)變換得到αβ軸參考電流；

將αβ軸參考電流與αβ軸電網(wǎng)電流求差輸入到第一PI控制器，得到αβ軸PI控制電流；

12)電流內(nèi)環(huán)控制：

采集LCL濾波器中三相濾波電容電流，三相濾波電容電流經(jīng)坐標(biāo)變換得到αβ軸濾波電容電流；

將αβ軸PI控制電流與αβ軸濾波電容電流求差輸入到P控制器，得到αβ軸P控制電流；

13)SPWM控制：

αβ軸P控制電流經(jīng)坐標(biāo)變換后輸入到SPWM控制模塊，得到SPWM開關(guān)驅(qū)動信號。

所述第一PI控制器和P控制器內(nèi)的控制參數(shù)通過極點配置法得到，具體為：

a：根據(jù)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)得出系統(tǒng)的特征方程公式D(s)，滿足以下公式：

式中，L₁為LCL濾波器中逆變器側(cè)濾波電感值，L₂為LCL濾波器中網(wǎng)側(cè)濾波電感值，C為LCL濾波器中濾波電容值，K_e為P控制器的比例系數(shù)，K_pwm為SPWM控制模塊的逆變橋等效系數(shù)，K_p為第一PI控制器的比例系數(shù)，K_i為第一PI控制器的積分系數(shù)，s為復(fù)變量；

b：由Butterworth低通濾波器設(shè)計系數(shù)庫得到系統(tǒng)最佳阻尼比ζ₁、ζ₂；

由得到的最佳阻尼比對極點進(jìn)行配置，配置原則為：所有極點均在以自然振蕩頻率ω_n為半徑的圓上，得到極點s₁、s₂、s₃、s₄的表達(dá)式為：

經(jīng)過極點配置得出的系統(tǒng)的特征方程公式D(s)，滿足以下公式：

D(s)＝(s-s₁)(s-s₂)(s-s₃)(s-s₄) (3)；

c：由公式(1)、(2)、(3)聯(lián)立得到控制參數(shù)K_p、K_i、K_e。

所述步驟2)具體為：

采集Z源網(wǎng)絡(luò)的電容電壓u_c，參考電容電壓與電壓值u′_c求差后輸入第二PI控制器，得到直通信號D₀，其中，u′_c＝u_c/(1-d₀)，d₀是指直通信號的占空比。

所述步驟3)具體為：

31)根據(jù)直通信號D₀得到第一參考電壓Vp和第二參考電壓Vn，Vp＝D₀，Vn＝－D₀；

32)Vp、Vn與SPWM控制模塊中的三角載波相交，當(dāng)三角載波大于Vp或三角載波小于Vn時給相應(yīng)的直通開關(guān)信號；

33)將SPWM控制模塊輸出的SPWM開關(guān)驅(qū)動信號與步驟32)得到的直通開關(guān)信號兩者取或運算后，得到優(yōu)化后的開關(guān)驅(qū)動信號。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下優(yōu)點：

1、本發(fā)明通過將Z源逆變器與LCL濾波器相結(jié)合，Z源逆變器具有升降壓的功能，無需插入死區(qū)時間等優(yōu)點，采用LCL濾波器進(jìn)行濾波可以減少X型網(wǎng)絡(luò)的引入導(dǎo)致并網(wǎng)電壓電流諧波含量大的影響，提升了逆變器的輸出范圍，同時對并網(wǎng)電流高次諧波進(jìn)行了有效濾除，采用有源阻尼控制方案，即利用電網(wǎng)電流外環(huán)，電容電流內(nèi)環(huán)的雙電流環(huán)來增加系統(tǒng)阻尼，消除LCL濾波器易引起諧振峰，通過合理設(shè)計控制參數(shù)，使得系統(tǒng)在穩(wěn)定的前提下，具有良好的動態(tài)和靜態(tài)特性。

2、本發(fā)明控制方法通過電流傳感器采集兩組電流值，一組為電網(wǎng)電流，一組為濾波器電容電流。為降低控制復(fù)雜度分別將兩組電流進(jìn)行Clarke變換，變換后構(gòu)成雙電流環(huán)，對其分別進(jìn)行控制，此雙環(huán)可以有效降低并網(wǎng)電流諧波、抑制諧振峰的出現(xiàn)。為避免多次調(diào)節(jié)控制參數(shù)，采用極點配置的方法得出最優(yōu)的控制參數(shù)。為維持電網(wǎng)電壓穩(wěn)定，這是系統(tǒng)穩(wěn)定運行的前提，利用電壓傳感器對Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓進(jìn)行采樣，與參考電壓比較后經(jīng)過調(diào)節(jié)器產(chǎn)生直通信號，電壓環(huán)的控制可以有效維持電網(wǎng)電壓的穩(wěn)定該控制方法具有穩(wěn)定性好、并網(wǎng)功率因數(shù)高、控制精度高、魯棒性強(qiáng)的優(yōu)點。控制簡單，實用性強(qiáng)。

3、本發(fā)明將傳統(tǒng)的SPWM開關(guān)信號與電壓環(huán)產(chǎn)生的直通信號進(jìn)行疊加，最終產(chǎn)生三相逆變器所需的開關(guān)驅(qū)動信號。該信號經(jīng)過驅(qū)動電路后控制逆變器功率管的開通與關(guān)斷，進(jìn)而可以維持電網(wǎng)電壓的穩(wěn)定，控制并網(wǎng)電流的幅值與相位，減小入網(wǎng)電路的THD，保證較高電流質(zhì)量。

4、當(dāng)要求輸出電壓高于輸入電壓時傳統(tǒng)逆變器是不符合要求的，如果再用傳統(tǒng)逆變器的話，就必須加入直流-直流變換器，增加了系統(tǒng)體積和成本，與傳統(tǒng)電壓源逆變器相比，本發(fā)明利用的Z源逆變器可以實現(xiàn)升降壓變換而無需再前級加入DC-DC變換器，降低里系統(tǒng)的體積與成本；允許同一橋臂上下兩個功率管同時導(dǎo)通，不會由于短路而造成燒毀器件，提高了電路的安全性；彌補了傳統(tǒng)逆變器的不足，提升了輸出電壓的范圍，不用插入死區(qū)時間從而減小了波形畸變。

5、本發(fā)明利用LCL濾波器對電網(wǎng)電流進(jìn)行濾波，可以有效濾除并網(wǎng)電流中的高次諧波，能夠有效改善并網(wǎng)電流質(zhì)量，有效治理電網(wǎng)中的諧波污染，從而可以維持電網(wǎng)中EMI敏感設(shè)備正常運行。

6、本發(fā)明Z源逆變器獨有的升降壓功能可以滿足新能源發(fā)電的一些特殊要求，新能源發(fā)電短時具有不確定性，電壓有高有低，變化范圍比較大傳統(tǒng)逆變器可能無法滿足其要求。而本發(fā)明適合于太陽能、風(fēng)能發(fā)電等新能源發(fā)電形式，并且可將其推廣到其他的單相和三相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)中，具有控制精度高，動靜態(tài)性能好，并網(wǎng)功率因數(shù)高以及可靠性強(qiáng)等優(yōu)點。

附圖說明

圖1為基于LCL濾波有源阻尼控制的Z源逆變器并網(wǎng)控制框圖；

圖2為簡單升壓調(diào)制原理圖；

圖3為LCL濾波器數(shù)學(xué)模型圖；

圖4為雙電流環(huán)控制框圖；

圖5為極點配置圖；

圖6為Z源電容電壓圖；

圖7為直流鏈電壓圖；

圖8為d₀＝0.3時逆變器功率管開關(guān)信號圖；

圖9為穩(wěn)態(tài)時電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流圖；

圖10為指令變化時電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和具體實施例對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說明。本實施例以本發(fā)明技術(shù)方案為前提進(jìn)行實施，給出了詳細(xì)的實施方式和具體的操作過程，但本發(fā)明的保護(hù)范圍不限于下述的實施例。

如圖1所示，LCL型Z源逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)包括依次連接的直流電壓源Udc，Z源(阻抗)網(wǎng)絡(luò)、三相逆變器和LCL濾波器，Z源逆變器包括電感L_1z、L_2z、電容C₁、C₂，LCL濾波器包括逆變器側(cè)三相電感L_1a、L_1b、L_1c、三相濾波電容C_a、C_b、C_c和網(wǎng)側(cè)三相電感L_2a、L_2b、L_2c，最后輸出三相電壓Ua、Ub、Uc。

一種用于Z源逆變器LCL濾波的有源阻尼控制方法的整體控制框圖如圖1所示，包括以下步驟：

1)采集電網(wǎng)電流以及LCL濾波器中濾波電容電流，經(jīng)雙電流環(huán)控制、SPWM控制后輸出SPWM開關(guān)驅(qū)動信號；

2)采集Z源網(wǎng)絡(luò)的電容電壓，經(jīng)電壓環(huán)控制后輸出直通信號D₀；

3)根據(jù)SPWM開關(guān)驅(qū)動信號和直通信號D₀得到優(yōu)化后的開關(guān)驅(qū)動信號。

其中，有源阻尼控制的雙電流環(huán)控制包括電流外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制，步驟1)具體為：

11)電流外環(huán)控制：

由電網(wǎng)電流檢測變送器采集三相電網(wǎng)電流i_2a、i_2b、i_2c，三相電網(wǎng)電流經(jīng)由三相靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換到兩相靜止坐標(biāo)系的坐標(biāo)變換得到αβ軸電網(wǎng)電流i_2α、i_2β；

為保證系統(tǒng)以單位功率因數(shù)進(jìn)行并網(wǎng)，采用兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的參考電流i^*_d和i^*_q，且讓i^*_q＝0。采集電網(wǎng)電壓相位角，dq軸參考電流i^*_d和i^*_q基于電網(wǎng)電壓相位角的由兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下轉(zhuǎn)換到兩相靜止坐標(biāo)系的坐標(biāo)變換得到αβ軸參考電流和電網(wǎng)電壓相位角θ由三相電壓鎖相環(huán)PLL得到，θ＝ωt，ω為角速度，t為時間；

將αβ軸參考電流分別對應(yīng)與αβ軸電網(wǎng)電流i_2α、i_2β求差輸入到第一PI控制器(圖1中符號PI₁)進(jìn)行處理，以此構(gòu)成電網(wǎng)電流外環(huán)，得到αβ軸PI控制電流；

12)電流內(nèi)環(huán)控制：

由電容電流檢測變送器采集LCL濾波器中三相濾波電容電流，三相濾波電容電流經(jīng)坐標(biāo)變換得到αβ軸濾波電容電流i_cα、i_cβ；

將αβ軸PI控制電流與αβ軸濾波電容電流求差輸入到P控制器，得到αβ軸P控制電流，從而構(gòu)成電流內(nèi)環(huán)，此雙環(huán)可以有效降低并網(wǎng)電流諧波、抑制諧振峰的出現(xiàn)；

13)SPWM控制：

αβ軸P控制電流經(jīng)由兩相靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換到三相靜止坐標(biāo)系的坐標(biāo)變換后輸入到產(chǎn)生功率管開斷信號的SPWM控制模塊，得到傳統(tǒng)逆變器的SPWM開關(guān)驅(qū)動信號。

為維持電網(wǎng)電壓的穩(wěn)定性，增加了電壓控制環(huán)，并由步驟2)實現(xiàn)電壓控制環(huán)，具體為：

由電容電壓檢測變送器采集Z源網(wǎng)絡(luò)的電容電壓u_c，參考電容電壓與電壓值u′_c求差后輸入第二PI控制器(圖1中符號PI₂)，得到Z源逆變器所特有的直通信號D₀，其中，u′_c＝u_c/(1-d₀)，d₀是指直通信號的占空比，則電Z源網(wǎng)絡(luò)的容電壓升高時相應(yīng)的直通信號變小，相反Z源網(wǎng)絡(luò)的電容電壓降低時直通信號會變大，以此來維持并網(wǎng)電壓的穩(wěn)定。

步驟3)具體為：

31)根據(jù)直通信號D₀得到第一參考電壓Vp和第二參考電壓Vn，Vp＝D₀，Vn＝－D₀；

32)Vp、Vn與SPWM控制模塊中的三角載波相交，當(dāng)三角載波大于Vp或三角載波小于Vn時給相應(yīng)的直通開關(guān)信號；

33)將SPWM控制模塊輸出的SPWM開關(guān)驅(qū)動信號與步驟32)得到的直通開關(guān)信號兩者取或運算(即相疊加)后，得到優(yōu)化后的開關(guān)驅(qū)動信號，用于控制Z源逆變器，進(jìn)而控制并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)入網(wǎng)電流的幅值和相位以及并網(wǎng)電流質(zhì)量。

對于Z源逆變器電壓環(huán)傳統(tǒng)的控制方式為：采集電容電壓與參考電壓比較，之后經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)，送給外環(huán)參考電流直通信號給固定的值，而本發(fā)明的步驟2)、3)與Z源逆變器電壓環(huán)傳統(tǒng)的控制方式不同，本發(fā)明的優(yōu)點在于將PI調(diào)節(jié)器的輸出信號送給圖2中的Vp和Vn,，通過控制它們的上下移動來調(diào)節(jié)直通占空比的大小，進(jìn)而可以根據(jù)電網(wǎng)電壓的變化動態(tài)改變直通插入值。

D₀為直通信號，確切的說只是泛指直通信號，并不是實際的一系列方波信號，而是指圖2中的Vp，經(jīng)過求相反數(shù)后得到Vn，通過控制Vp和Vn的大小(上下移動)從而控制插入直通信號的大小。如圖2所示，(1)雙電流環(huán)輸出經(jīng)過兩相靜止坐標(biāo)系到三相靜止坐標(biāo)系的變化后得到三相調(diào)制波信號Ua，Ub，Uc。(2)Ua，Ub，Uc與三角載波信號相交當(dāng)三角波大于三角載波時給相應(yīng)的觸發(fā)信號，從而得到傳統(tǒng)逆變器所需的開關(guān)信號。(3)電壓環(huán)經(jīng)過PI控制器調(diào)節(jié)后得到圖2中的Vp信號，Vp取反得到Vn。(4)Vp，Vn與三角載波相交，當(dāng)三角載波大于Vp，或三角載波小于Vn時給相應(yīng)的直通開關(guān)信號。(5)直通信號的大小可以通過調(diào)節(jié)PI控制Vp的大小(Vp，Vn的上下移動)來控制。(6)最后將傳統(tǒng)逆變器的開關(guān)信號，與電壓環(huán)得到的直通開關(guān)信號兩者取“或”即對兩者進(jìn)行疊加從而得到Z源逆變器所需的總的開關(guān)信號(包括傳統(tǒng)信號和直通開關(guān)信號)，即圖2中Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn開關(guān)驅(qū)動信號。即當(dāng)三角波正峰值大于Vp時，或三角波負(fù)峰值小于Vn時加入直通矢量，逆變器三相橋臂直通，此時直通矢量被安排在傳統(tǒng)零矢量的中間。

第一PI控制器和P控制器內(nèi)的控制參數(shù)通過極點配置法得到，具體為：

a：根據(jù)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)得出系統(tǒng)的特征方程公式D(s)，滿足以下公式：

式中，L₁為LCL濾波器中逆變器側(cè)濾波電感值(即L_1a、L_1b、L_1c的電感值)，L₂為LCL濾波器中網(wǎng)側(cè)濾波電感值(即L_2a、L_2b、L_2c的電感值)，C為LCL濾波器中濾波電容值(即C_a、C_b、C_c的電容值)，K_e為P控制器的比例系數(shù)，K_pwm為SPWM控制模塊的逆變橋等效系數(shù)，K_p為第一PI控制器的比例系數(shù)，K_i為第一PI控制器的積分系數(shù)，s為復(fù)變量；

b：極點配置：由Butterworth低通濾波器設(shè)計系數(shù)庫得到系統(tǒng)最佳阻尼比ζ₁、ζ₂；

由得到的最佳阻尼比對極點進(jìn)行配置，配置原則為：所有極點均在以自然振蕩頻率ω_n為半徑的圓上，極點的具體位置由阻尼比來確定其關(guān)系為θ′＝π-arcos(ξ)，ξ為阻尼比參數(shù)，θ′為極點配置角度，四個極點兩兩關(guān)于實軸對稱，得到極點s₁、s₂、s₃、s₄的表達(dá)式為：

經(jīng)過極點配置得出的系統(tǒng)的特征方程公式D(s)，滿足以下公式：

D(s)＝(s-s₁)(s-s₂)(s-s₃)(s-s₄) (3)；

c：由公式(1)、(2)、(3)聯(lián)立得到控制參數(shù)K_p、K_i、K_e。

為了驗證上述理論分析的正確性，對本控制方法進(jìn)行了仿真研究。

主要的電路參數(shù)：直流電壓源U_dc＝500V，Z源網(wǎng)絡(luò)電感L_1z＝L_2z＝5mH，Z源網(wǎng)絡(luò)電容C₁＝C₂＝220μF，LCL濾波器靠近逆變器側(cè)的電感值L₁＝L_1a＝L_1b＝L_1c＝8.6mH，電容值C＝C_a＝C_b＝C_c＝11μF，靠近網(wǎng)側(cè)電感值L₂＝L_2a＝L_2b＝L_2c＝1.4mH，網(wǎng)側(cè)電壓峰值為U_a＝U_b＝U_c＝311.1V，參考電壓調(diào)制比m＝0.75，開關(guān)頻率f＝10kHz，指令電流15A。

傳統(tǒng)方式為多次調(diào)節(jié)PI值最后得出較好的仿真波形，本發(fā)明則是通過求出相應(yīng)的傳函，通過極點配置的方法得出最優(yōu)的控制參數(shù)，從而避免了多次調(diào)參的缺點。圖3為LCL濾波器的數(shù)學(xué)模型圖，u_inv表示逆變器輸出側(cè)電壓，i₁表示電感L1a的電流，i₂表示并網(wǎng)電流，表示三相濾波電容的電壓，u_g為外部電網(wǎng)電壓，圖4為雙電流環(huán)控制框圖，為參考電流，i_c為三相濾波電容的電流，u_l2為網(wǎng)側(cè)濾波電感的電壓，圖5為極點配置框圖，圖5中兩個角度實際是通過兩個阻尼比計算而來的，本系統(tǒng)為四階系統(tǒng)，而四階系統(tǒng)的最佳阻尼比是由Butterworth低通濾波器的設(shè)計系數(shù)庫得來，以此配置系統(tǒng)具有最佳的性能。由圖4可得出雙環(huán)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為

A₁＝K_pK_eK_pwm，A₀＝K_iK_eK_pwm

B₄＝L₁L₂C，B₃＝L₂CK_eK_pwm，B₂＝L₁+L₂

B₁＝K_pK_eK_pwm，B₀＝K_iK_eK_pwm

系統(tǒng)的特征方程為

由勞斯-赫爾維茨穩(wěn)定判據(jù)可得系統(tǒng)穩(wěn)定的條件為

由圖5極點配置圖進(jìn)行極點配置所有的極點都在以自然振蕩頻率ω_n為半徑的圓上，與濾波電感電容值有關(guān)，且阻尼比ξ₁＝0.3827，ξ₂＝0.9239，圖5中阻尼比滿足公式ξ＝arcos(|x_p|/ω_n)，x_p為配置極點的橫坐標(biāo)，則極點的表達(dá)式為

經(jīng)過極點配置得出的系統(tǒng)特征方程為

最終得出控制參數(shù)K_p＝1.16，K_i＝3886，K_e＝0.194。

圖6表示了將直通占空比d₀＝0.3的信號插入到傳統(tǒng)逆變器開關(guān)信號后得到的總的開關(guān)信號，圖7表示當(dāng)直通信號插入后運行所得的Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓波形，大體滿足u_c＝(1-d₀)/(1-2d₀)U_dc的關(guān)系，圖8表示直流鏈升電壓圖也符合V_in＝1/(1-2d₀)U_dc的關(guān)系。說明電壓環(huán)能夠很好地起作用，即能保證并網(wǎng)電壓的穩(wěn)定，這是系統(tǒng)穩(wěn)定運行的前提。

對于電流環(huán)，圖9表示了穩(wěn)態(tài)時電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流，并網(wǎng)電流的諧波畸變率為1.62％，完全滿足并網(wǎng)要求，而其幾乎達(dá)到了單位功率因數(shù)并網(wǎng)。為了驗證系統(tǒng)的動態(tài)性能，將指令電流從0.05s時由原來的15A變化到25A，圖10表示了指令電流變化時的情況，從圖中可以看出該控制系統(tǒng)具有很好地動態(tài)性能，魯棒性能很強(qiáng)，從而也證明了所提控制方法的有效性。