本發(fā)明屬于逆變器控制技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于雙調(diào)制波載波調(diào)制的三電平逆變器中點(diǎn)電位反饋控制策略。

背景技術(shù)：

多電平技術(shù)解決了功率器件直接串聯(lián)的均壓問題，具有du/dt小，波形質(zhì)量高，開關(guān)頻率低，效率高等優(yōu)點(diǎn)，一直被廣泛應(yīng)用于中高壓大容量變流系統(tǒng)中。在三種多電平逆變器拓?fù)渲校c飛跨電容型和H橋級聯(lián)型多電平逆變器相比，中點(diǎn)箝位型(Neutral-point-clamped，NPC)逆變器不需要眾多飛跨電容和獨(dú)立直流電壓源，體積小，結(jié)構(gòu)緊湊，便于實(shí)現(xiàn)，受到了廣泛的歡迎。二極管箝位型三電平逆變器，又稱三電平NPC逆變器，是二極管箝位型多電平逆變器的典型代表，其拓?fù)淙绺綀D1所示。三電平NPC逆變器不僅在中高壓交流驅(qū)動(dòng)、機(jī)車牽引、有源濾波、高壓直流輸電、風(fēng)力發(fā)電等中高壓領(lǐng)域中有著廣泛的應(yīng)用，隨著技術(shù)的不斷發(fā)展，已經(jīng)成為低壓領(lǐng)域的發(fā)展趨勢。

但是，三電平NPC逆變器固有的中點(diǎn)電位平衡(Neutral-point potential balancing，NPPB)問題，極大的限制了其應(yīng)用。

就目前的已提出解決方法來看，根據(jù)中點(diǎn)電位的控制效果可以將其分為兩類：選取最近三矢量(Nearest three vectors,N3V)作為矢量序列構(gòu)成的策略和選取非N3V作為矢量序列構(gòu)成的策略。其中選取N3V作為矢量序列構(gòu)成的策略包括SPWM下的零序注入和SVPWM下的冗余矢量分配，特點(diǎn)是開關(guān)損耗低、波形質(zhì)量好，但在高調(diào)制比、低功率因數(shù)時(shí)控制性能差，無法完全消除中點(diǎn)電位的低頻波動(dòng)。而選取非N3V作為矢量序列構(gòu)成的策略包括SPWM下的雙調(diào)制波調(diào)制和SVPWM下的虛擬空間矢量調(diào)制，特點(diǎn)是開關(guān)損耗高、波形質(zhì)量略差、但能完全消除中點(diǎn)電位的低頻波動(dòng)。

上述控制策略都是以中點(diǎn)電位完全平衡為前提條件，在一些特殊工況時(shí)無法避免中點(diǎn)電位出現(xiàn)較大偏移，中點(diǎn)的偏移會(huì)導(dǎo)致輸出電壓的畸變加深和基波偏離。此外，在一些特殊工況(比如光伏并網(wǎng)逆變器)，中點(diǎn)電位不平衡甚至是刻意追求的目標(biāo)。謝路耀等人在標(biāo)題為基于零序注入的NPC三電平變流器中點(diǎn)電位反饋控制(電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2012年12期)的文獻(xiàn)中提出了一種基于零序注入的中點(diǎn)電位反饋控制方法，實(shí)現(xiàn)了中點(diǎn)電位的任意調(diào)節(jié)，并消除了中點(diǎn)不平衡引起的輸出電壓波形畸變和基波偏離；但是在控制效果上這種方法無法完全消除中點(diǎn)電位的低頻波動(dòng)，需求的直流側(cè)電容容量較大，而且在高調(diào)制比、低功率因數(shù)時(shí)系統(tǒng)的中點(diǎn)電流控制能力較弱。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)所存在的上述技術(shù)問題，本發(fā)明提供一種基于雙調(diào)制波載波調(diào)制的中點(diǎn)電位反饋控制方法，能夠任意調(diào)節(jié)中點(diǎn)電位，并且在任意不平衡電位、功率因數(shù)、調(diào)制度下實(shí)現(xiàn)開關(guān)周期內(nèi)平均中點(diǎn)電流為零，完全消除中點(diǎn)電位的低頻波動(dòng)以及由中點(diǎn)偏移引起的負(fù)載電流畸變，有利于降低中間直流電容的容量，適用于對中點(diǎn)電位平衡要求較為嚴(yán)格或者需要對上下組直流電壓進(jìn)行獨(dú)立控制的場合。

一種基于雙調(diào)制波載波調(diào)制的三電平逆變器中點(diǎn)電位反饋控制方法，在該控制方法下欲將中點(diǎn)電位不平衡度從δ調(diào)整到δ^＊，包括以下步驟：

(1)采集逆變器直流側(cè)上下組電容的電壓值，計(jì)算當(dāng)前中點(diǎn)電位的不平衡度δ；

(2)根據(jù)瞬時(shí)值大小將三相調(diào)制波排序,最大相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_max、中間相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_mid、最小相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_min，并分別向三相調(diào)制波疊加大小為V_z的零序分量；

(3)根據(jù)中點(diǎn)電位不平衡度δ對三相調(diào)制波進(jìn)行補(bǔ)償，依據(jù)瞬時(shí)值大小將經(jīng)過補(bǔ)償后得到的新的三相調(diào)制波排序，補(bǔ)償后最大相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_max＇、補(bǔ)償后中間相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_mid＇、補(bǔ)償后最小相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_min＇；

(4)采集瞬時(shí)值為V_mid＇的那一相此時(shí)流入相橋臂的電流瞬時(shí)值I_mid＇,根據(jù)不平度指令δ^＊通過計(jì)算確定調(diào)制波分解的偏移量Δd；

(5)將瞬時(shí)值為V_mid＇一相的調(diào)制波分解為正調(diào)制波V_mid+＇與負(fù)調(diào)制波V_mid-＇；

(6)將補(bǔ)償后的調(diào)制波V_max＇、V_min＇以及分解得到的正調(diào)制波V_mid+＇和負(fù)調(diào)制波V_mid-＇與給定的三角載波進(jìn)行比較，得到脈寬調(diào)制信號，對相應(yīng)的功率開關(guān)器件進(jìn)行開關(guān)控制。

所述的步驟(1)中中點(diǎn)電位不平衡度δ的定義如下：

其中V_dc1為上組直流電容的電壓，V_dc2為下組直流電容的電壓，V_dc為上下組電容電壓之和。

所述的步驟(2)中，零序分量的大小V_z的計(jì)算方法如下：

所述的步驟(3)中的補(bǔ)償方法如下：

所述的步驟(4)中Δd的計(jì)算方法如下：

式中C為上組或下組直流電容的容量大小，f為電力電子器件的開關(guān)頻率；考慮到隨著Δd的增大，O狀態(tài)時(shí)間會(huì)越來越短，為避免O狀態(tài)時(shí)間過短造成半導(dǎo)體器件因承受整個(gè)直流電壓而過壓損壞，O狀態(tài)需要維持一個(gè)最小時(shí)長T_min，其具體值由電力電子器件開關(guān)速度決定，開關(guān)速度越快，該時(shí)間越短，一般可設(shè)定為5μs；所以Δd必須限定在如下范圍內(nèi)：

其中，V_x是x相的調(diào)制波瞬時(shí)值，x為a、b或c，T_min為功率器件開通與關(guān)斷兩狀態(tài)之間切換必須保證的最短時(shí)間間隔，由器件開關(guān)速度決定，一般設(shè)定為5μs，T_s是電力電子器件的開關(guān)周期；如果步驟(4)計(jì)算出的Δd超過上式約束，需要按邊界值進(jìn)行限幅。

所述的步驟(5)中調(diào)制波分解方法如下：

其中，V_x＇是x相經(jīng)過補(bǔ)償后的調(diào)制波瞬時(shí)值，x為a、b或c。

相對現(xiàn)有的技術(shù)，本發(fā)明提供的技術(shù)方案的有益效果是：

(1)本發(fā)明根據(jù)中點(diǎn)電位不平衡度對三相調(diào)制波進(jìn)行補(bǔ)償，能夠在任意不平衡電位、功率因數(shù)、調(diào)制度下實(shí)現(xiàn)開關(guān)周期內(nèi)平均中點(diǎn)電流為零。

(2)本發(fā)明通過調(diào)制波分解和中點(diǎn)電位反饋控制完全消除了中點(diǎn)電位的低頻波動(dòng)以及由中點(diǎn)偏移引起的負(fù)載電流畸變，并且實(shí)現(xiàn)了對中點(diǎn)電位的任意調(diào)節(jié)。

(3)本發(fā)明基于雙調(diào)制波載波調(diào)制的中點(diǎn)不平衡補(bǔ)償和中點(diǎn)電位反饋控制，原理清晰，控制方法簡單，具有較強(qiáng)的可靠性，有利于降低中間直流電容的容量，適用于對中點(diǎn)電位平衡要求較為嚴(yán)格或者需要對上下組直流電壓進(jìn)行獨(dú)立控制的場合。

附圖說明

圖1是典型的三電平NPC逆變器拓?fù)涫疽鈭D。

圖2是本發(fā)明控制方法流程示意圖。

圖3是調(diào)制波分解原理示意圖。

圖4a是m＝0.6時(shí)本發(fā)明仿真得到的線電壓、相電流和直流電壓波形圖。

圖4b是m＝1時(shí)本發(fā)明仿真得到的線電壓、相電流和直流電壓波形圖。

圖5a是傳統(tǒng)N3V-SVPWM在三電平樣機(jī)上實(shí)驗(yàn)得到的相電流、線電壓和直流電壓波形圖。

圖5b是本發(fā)明在三電平樣機(jī)上實(shí)驗(yàn)得到的相電流、線電壓和直流電壓波形圖。

具體實(shí)施方式

為使本發(fā)明的技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚，下面結(jié)合附圖對本發(fā)明實(shí)施方式作進(jìn)一步地詳細(xì)描述。

本發(fā)明的具體實(shí)施流程如圖2所示。

一種基于雙調(diào)制波載波調(diào)制的三電平逆變器中點(diǎn)電位反饋控制方法，在該控制方法下欲將中點(diǎn)電位不平衡度從δ調(diào)整到δ^＊，包括以下步驟：

(1)采集逆變器直流側(cè)上下組電容的電壓值，計(jì)算當(dāng)前中點(diǎn)電位的不平衡度δ；

(2)根據(jù)瞬時(shí)值大小將三相調(diào)制波排序,最大相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_max、中間相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_mid、最小相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_min，并分別向三相調(diào)制波疊加大小為V_z的零序分量；

(3)根據(jù)中點(diǎn)電位不平衡度δ對三相調(diào)制波進(jìn)行補(bǔ)償，依據(jù)瞬時(shí)值大小將經(jīng)過補(bǔ)償后得到的新的三相調(diào)制波排序，補(bǔ)償后最大相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_max＇、補(bǔ)償后中間相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_mid＇、補(bǔ)償后最小相調(diào)制波瞬時(shí)值為V_min＇；

(4)采集瞬時(shí)值為V_mid＇的那一相此時(shí)流入相橋臂的電流瞬時(shí)值I_mid＇,根據(jù)不平度指令δ^＊通過計(jì)算確定調(diào)制波分解的偏移量Δd；

(5)將瞬時(shí)值為V_mid＇一相的調(diào)制波分解為正調(diào)制波V_mid+＇與負(fù)調(diào)制波V_mid-＇；

(6)將補(bǔ)償后的調(diào)制波V_max＇、V_min＇以及分解得到的正調(diào)制波V_mid+＇和負(fù)調(diào)制波V_mid-＇與給定的三角載波進(jìn)行比較，得到脈寬調(diào)制信號，對相應(yīng)的功率開關(guān)器件進(jìn)行開關(guān)控制。

所述的步驟(1)中中點(diǎn)電位不平衡度δ的定義如下：

其中V_dc1為上組直流電容的電壓，V_dc2為下組直流電容的電壓，V_dc為上下組電容電壓之和。

所述的步驟(2)中，零序分量的大小V_z的計(jì)算方法如下：

所述的步驟(3)中的補(bǔ)償方法如下：

所述的步驟(4)中Δd的計(jì)算方法如下：

式中C為上組或下組直流電容的容量大小，f為電力電子器件的開關(guān)頻率；考慮到隨著Δd的增大，O狀態(tài)時(shí)間會(huì)越來越短，為避免O狀態(tài)時(shí)間過短造成半導(dǎo)體器件因承受整個(gè)直流電壓而過壓損壞，O狀態(tài)需要維持一個(gè)最小時(shí)長T_min，其具體值由電力電子器件開關(guān)速度決定，開關(guān)速度越快，該時(shí)間越短，一般可設(shè)定為5μs；所以Δd必須限定在如下范圍內(nèi)：

其中，V_x是x相的調(diào)制波瞬時(shí)值，x為a、b或c，T_min為功率器件開通與關(guān)斷兩狀態(tài)之間切換必須保證的最短時(shí)間間隔，由器件開關(guān)速度決定，一般設(shè)定為5μs，T_s是電力電子器件的開關(guān)周期；如果步驟(4)計(jì)算出的Δd超過上式約束，需要按邊界值進(jìn)行限幅。

所述的步驟(5)中調(diào)制波分解方法如下：

其中，V_x＇是x相經(jīng)過補(bǔ)償后的調(diào)制波瞬時(shí)值，x為a、b或c。

為了驗(yàn)證本發(fā)明的有效性，利用Matlab/simulink進(jìn)行仿真的驗(yàn)證。模型中取基波頻率f₀＝50Hz，開關(guān)頻率f＝1.8kHz，V_dc＝1000V，上下組直流電容C₁＝C₂＝5mF，交流負(fù)載R＝0.5Ω，L＝2mH。初始中點(diǎn)電位不平衡度δ＝1。初始不平度指令δ^*＝1，1s后,變?yōu)棣?sup>*＝0.5，1.5s后δ^*＝0。仿真結(jié)果如圖4所示。圖4a和圖4b分別是調(diào)制度m＝0.6和m＝1時(shí)線電壓、相電壓和直流電壓的波形。

從圖4可知，由于初始δ＝1，V_dc2＝0，線電壓為兩電平特征；隨著δ趨于0，線電壓逐步轉(zhuǎn)為三電平特征。本發(fā)明即使是在m＝1的條件下也能完全消除中點(diǎn)電位的低頻波動(dòng)，并且在中點(diǎn)偏移和調(diào)節(jié)的過程中相電流都沒有發(fā)生畸變。同時(shí)，在本發(fā)明的控制方法下，中點(diǎn)電位很好的跟隨了不平衡指令δ^*。

針對中點(diǎn)電位平衡問題，在三電平實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上對本發(fā)明進(jìn)行驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)條件為：基波頻率f₀＝50Hz，開關(guān)頻率f＝2.7kHz，m＝0.8，V_dc＝100V，C₁＝C₂＝0.43mF，交流負(fù)載L＝6mH，功率因數(shù)角實(shí)驗(yàn)中，分別將本發(fā)明和傳統(tǒng)的N3V-SVPWM中點(diǎn)平衡進(jìn)行對比。實(shí)驗(yàn)中不平衡指令δ^*＝0，圖5a和圖5b分別是使用N3V-SVPWM和本發(fā)明時(shí)的線電壓、相電壓和直流電壓的波形。

圖5a中可以看出，在N3V-SVPWM在高調(diào)制比，低功率因數(shù)時(shí)中點(diǎn)平衡控制性能較差，加上直流電容值極小，中點(diǎn)電位出現(xiàn)了嚴(yán)重的低頻波動(dòng)，低頻波動(dòng)又反作用于中點(diǎn)平衡控制，造成了波動(dòng)幅值的振蕩，中點(diǎn)的波動(dòng)使負(fù)載電流出現(xiàn)了畸變和直流偏置。圖5b表明當(dāng)采用本發(fā)明控制方法時(shí)，由于開關(guān)周期平均中點(diǎn)電流為0，中點(diǎn)電位的低頻波動(dòng)被完全消除，相電流也未發(fā)生畸變。

本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解附圖只是一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例的示意圖，上述本發(fā)明實(shí)施例序號僅僅為了描述，不代表實(shí)施例的優(yōu)劣。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。