本發(fā)明涉及一種基于虛擬同步發(fā)電機的并網控制方法及系統(tǒng)，尤其涉及一種基于虛擬同步發(fā)電機技術的微網控制及離/并網切換控制方法及系統(tǒng)，屬于分布式發(fā)電微網技術領域。

背景技術：

大力發(fā)展以風力、光伏為主的可再生新能源，改善電網運行經濟性、優(yōu)化電力系統(tǒng)運行方式以及構建環(huán)境友好型電力系統(tǒng)等方面均具有重要意義。作為新能源與大電網的接口，常規(guī)并網逆變器具有控制靈活、響應迅速等優(yōu)點，但也存在缺少慣性和阻尼等不足，尤其是采用電流控制型的并網變流器，與同步發(fā)電機在外特性上具有顯著差別，難以在獨立運行時，為微電網提供頻率和電壓的支撐。隨著分布式電源滲透率的不斷增加，電力系統(tǒng)中的旋轉備用容量及轉動慣量相對減少，這對電網的安全穩(wěn)定運行帶來了嚴峻挑戰(zhàn)。再者，并網逆變器控制策略各異，加之分布式電源輸出功率具有波動性、不確定性等特點，很難實現其即插即用與自主協調運行。

虛擬同步發(fā)電機(virtual synchronous generator，VSG)是近年來提出的一種適合新能源廣泛接入的并網控制策略，通過控制環(huán)節(jié)可使并網逆變器模擬同步發(fā)電機的慣性、一次調頻特性和一次調壓特性。與傳統(tǒng)逆變器相比，同步發(fā)電機的一個重要特點是具有較大的感性輸出阻抗，能夠有效抑制負荷擾動引起的電流變化量，并有利于多臺同步發(fā)電機并聯運行時功率的均分。但是同步電抗壓降的計算涉及到電流微分量，很容易將電流中的不平衡分量、直流分量和諧波分量放大并引入到定子端電壓中，經調制后會進一步加劇濾波電感電流的諧波含量，甚至使系統(tǒng)失穩(wěn)，同時也限制了同步電抗的選取范圍。因此，模擬同步發(fā)電機的同步阻抗及優(yōu)化輸出阻抗是的VSG關鍵技術之一。

微電網與大電網并網運行時，其內部的電壓和頻率的穩(wěn)定主要由大電網支撐，當檢測到微電網內部或者大電網出現故障時微電網轉到孤島運行，微電網的電壓與頻率的穩(wěn)定變?yōu)槲㈦娋W內部的分布式電源支撐。常規(guī)并網逆變器通常在并網運行時用P/Q控制，而孤島運行時用V/F控制，但該方法難以實現不同運行模式間的平滑切換。因此，有人提出基于下垂特性及虛擬同步發(fā)電機的控制器，并考慮在非理想條件下并網預同步過程，但缺少具體的控制實現以及并網過程的沖擊電流抑制。對于基于鎖相環(huán)的預同步方法，實現了預同步的功能，但當電網電壓不對稱和畸變時，頻率會波動，傳統(tǒng)鎖相環(huán)無法精確地檢測電壓同步信號。上述均沒有考慮到帶載后離/并網對VSG頻率和電壓的影響。根據微電網的不同運行模式對微電網的控制要求,可知傳統(tǒng)逆變器的控制方式難以滿足微電網靈活、穩(wěn)定運行的要求。如何對微網中逆變器進行有效的控制,實現微電網不同運行模式的穩(wěn)定運行以及柔性切換,是微電網能否可靠運行的關鍵。這就亟需本領域技術人員解決相應的技術問題。

技術實現要素：

本發(fā)明所要解決的技術問題是提供提供了一種基于虛擬同步發(fā)電機的并網控制方法及系統(tǒng)，采用基于降階諧振器(ROR)與三階廣義積分器(TOGI)級聯的同步阻抗實現方法抑制輸出電流中的不平衡分量、直流分量和諧波分量，改善輸出電壓波形，減小其畸變率；以及采用一種基于降階諧振鎖相環(huán)的準同期并列算法，避免了電網電壓及逆變器輸出電壓不對稱和諧波對檢測精度的影響，同時兼顧了其動態(tài)響應速度，使輸出電壓的頻率、幅值和相位快速無靜差地跟蹤上電網電壓，并考慮了并列合閘動作時間延時，達到減小對并網逆變器的傷害及并網沖擊電流目的，從而實現離/并網的柔性切換。

本發(fā)明解決上述技術問題的技術方案如下：

一方面，本發(fā)明提供了一種基于虛擬同步發(fā)電機的并網控制方法，所述方法包括：

S1、采用瞬時功率計算方法根據采集得到的逆變器輸出的電壓和電流瞬時值，計算得到有功功率和無功功率；

S2、采用VSG控制算法對所述有功功率和無功功率進行計算得到輸出電壓的參考信號；

S3、所述輸出電壓的參考信號與同步阻抗模塊輸出的壓降信號進行比較計算得到參考輸入信號，所述電壓信號是由所述同步阻抗模塊根據逆變器輸出電流計算得到；

S4、準比例諧振控制器根據所述參考輸入信號、逆變器輸出的電壓和電感電流計算得到輸出電壓信號，并將該電壓信號作為PWM調制器的參考電壓信號；

S5、所述PWM調制器根據所述PWM調制器的參考電壓信號得到逆變器調制信號，并將其輸出給逆變器。

進一步，所述S3中所述同步阻抗模塊具體為基于三階廣義積分器的同步阻抗模塊。

進一步，所述S3中所述同步阻抗模塊具體為基于降階諧振器和三階廣義積分器級聯的同步阻抗模塊。

進一步，所述準比例諧振控制器通過設置諧振頻率點的來確定虛擬同步發(fā)電機的并網控制系統(tǒng)穩(wěn)定運行時頻率波動的帶寬。

進一步，所述方法還包括：

采用基于降階諧振器鎖相環(huán)的準同期并列控制算法對壓差進行檢測和控制以及對頻差進行檢測和控制。

進一步，所述降階諧振器鎖相環(huán)具體包括Clack變換矩陣、正負序降階諧振調節(jié)器以及PLL鎖相環(huán)。

進一步，采用基于降階諧振器鎖相環(huán)的準同期并列控制算法對壓差進行檢測具體包括：

將通過降階諧振器鎖相環(huán)測得的電網電壓和逆變器輸出的電壓進行比較，并判斷電壓差值的絕對值是否小于電壓允許誤差，若不滿足，通過預同步調節(jié)器增加或者減小無功功率變化值來調壓直到電壓差值小于電壓允許誤差；

采用基于降階諧振器鎖相環(huán)的準同期并列控制算法對頻差進行檢測具體包括：

將通過降階諧振器鎖相環(huán)測得的電網頻率和逆變器輸出的頻率進行比較，并判斷頻率差值的絕對值是否小于頻率允許誤差，若不滿足，通過預同步調節(jié)器增加或者減小有功功率變化值來調壓直到頻率差值小于頻率允許誤差。

進一步，所述方法還包括：

在逆變器并網時，采用基于降階諧振器鎖相環(huán)的準同期并列控制算法對并列合閘進行控制。

進一步，所述方法還包括：

所述在逆變器并網時，采用基于降階諧振器鎖相環(huán)的準同期并列控制算法對并列合閘進行控制具體包括：

在逆變器并網時，若逆變器輸出電壓相位滯后于電網電壓相位，則預同步調節(jié)器輸出為一個正值，導致預同步調節(jié)器的輸出升高，該兩電壓之間的相位差減小，直到相位差為零；

在所述相位差為零之前提前一個預設導向角發(fā)出合閘命令，將逆變器并入電網系統(tǒng)。

另一方面，本發(fā)明提供了一種基于虛擬同步發(fā)電機的并網控制系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括：

三相全橋逆變器、濾波器、瞬時功率計算模塊、VSG控制模塊、虛擬阻抗模塊、比較器、準比例諧振控制器以及PWM調制器；

所述瞬時功率計算模塊的輸出端與所述VSG控制模塊的輸入端電連接，所述VSG控制模塊的輸出端以及所述虛擬阻抗模塊的輸出端均與所述比較器的輸入端電連接，所述比較器的輸出端與所述準比例諧振控制器的輸入端電連接，所述準比例諧振控制器的輸出端與所述PWM調制器的輸入端電連接，所述PWM調制器的輸出信號與所述三相全橋逆變器電連接，所述逆變器與所述濾波器電連接；

所述瞬時功率計算模塊，用于采用瞬時功率計算方法根據采集得到的逆變輸出的電壓和電流瞬時值，計算得到有功功率和無功功率；

所述VSG控制模塊，用于采用VSG控制算法對所述有功功率和無功功率進行計算得到逆變器輸出電壓的參考信號；

所述同步阻抗模塊，用于根據逆變器輸出電流計算得到壓降信號；

所述比較器，用于將所述逆變器輸出電壓的參考信號與同步阻抗模塊輸出的壓降信號進行比較計算得到參考輸入信號；

所述準比例諧振控制器，用于根據所述參考輸入信號、逆變器輸出的電壓和電感電流計算得到輸出電壓信號，并將該電壓信號作為PWM調制器的參考電壓信號；

所述PWM調制器，用于根據所述PWM調制器的參考電壓信號得到逆變器調制信號，并將其輸出給逆變器。

本發(fā)明的有益效果：本發(fā)明提供的一種基于虛擬同步發(fā)電機的并網控制方法及系統(tǒng)，采用基于降階諧振器(ROR)與三階廣義積分器(TOGI)級聯的同步阻抗方法提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，抑制負荷擾動形成的電流偏差和實現功率的均分，利用準比例諧振控制器抑制輸出電壓的不平衡與諧波分量；將基于降階諧振器鎖相環(huán)(ROR-PLL)的準同步并列算法與虛擬同步機控制算法結合，避免了電網電壓及逆變器輸出電壓不對稱和諧波對檢測精度的影響，通過準同步并列算法將虛擬同步逆變器輸出電壓的頻率、幅值和相位快速無靜差地跟蹤上電網電壓，從而來實現離/并網的柔性切換，提高系統(tǒng)供電可靠性并改善電能質量。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的流程圖；

圖2為本發(fā)明的并網逆變器控制框圖；

圖3為本發(fā)明的虛擬同步發(fā)電機算法控制框圖；

圖4為本發(fā)明的基于ROR-TOGI級聯的同步阻抗控制框圖；

圖5為本發(fā)明的基于ROR的鎖相環(huán)控制框圖；

圖6為本發(fā)明的基于ROR-PLL的準同期并列算法控制框圖。

具體實施方式

以下結合附圖對本發(fā)明的原理和特征進行描述，所舉實例只用于解釋本發(fā)明，并非用于限定本發(fā)明的范圍。

實施例1、一種基于虛擬同步發(fā)電機的并網控制方法。下面結合圖1至圖6對本實施例提供的方法進行詳細說明。

參見圖1至圖6，S1、采用瞬時功率計算方法根據采集得到的逆變器輸出的電壓和電流瞬時值，計算得到有功功率和無功功率。

S2、采用VSG控制算法對所述有功功率和無功功率進行計算得到逆變器輸出電壓的參考信號。

具體的，如圖3所示，虛擬同步機控制算法借鑒了同步發(fā)電機的二階經典方程及調速器和勵磁控制器，因此設計了VSG控制算法，其數學方程如公式(1)至公式(3)所示：

其中，T_set、T_e為給定轉矩和電磁轉矩；P_set、Q_set為有功和無功功率給定；D_p、D_q為有功-頻率和無功-電壓下垂系數；θ為電角度；Δω為電角速度差，Δω＝ω_n-ω；ω_n、ω為額定電角速度和實際電角速度；Δu為輸出電壓差，Δu＝u_n-u_o；u_n、u_o為額定電壓有效值和輸出電壓有效值；J為轉動慣量；K為慣性系數；其中，同步逆變器輸出的瞬時電磁功率P_e和Q_e可以由公式(4)得到：

其中，u_α、i_α、u_β、i_β分別為逆變器輸出的電壓電流u_ok、i_ok經過abc-dq0變換得到的。

S3、所述逆變器輸出電壓的參考信號與同步阻抗模塊輸出的電壓信號進行比較計算得到參考輸入信號，所述電壓信號是由所述同步阻抗模塊根據逆變器輸出電流計算得到。

具體的，所述同步阻抗模塊具體為基于三階廣義積分器的同步阻抗模塊，更優(yōu)化的，所述同步阻抗模塊具體為基于降階諧振器(ROR)和三階廣義積分器(TOGI)級聯的同步阻抗模塊。

如圖4所示，所述基于基于降階諧振器和三階廣義積分器(ROR-TOGI)級聯的同步阻抗實現方法是基于三階廣義積分器的正交信號發(fā)生器(TOGI-OSG)能夠抑制輸入信號中的直流分量對系統(tǒng)的影響，產生與系統(tǒng)輸入基波分量同頻同幅的兩相正交信號得到的。

TOGI的閉環(huán)傳遞函數為公式(5)所示：

其中，v(t)、ω_s分別為輸入信號和輸入頻率值，輸出信號有3個，分別為v₁(t)、v₂(t)、v₃(t)，k為閉環(huán)系統(tǒng)增益。

假設TOGI的輸入信號為含有直流分量A₀、幅值為A的交流信號，其表達式如公式(6)所示：

v(t)＝A₀+Asin(ωt) (6)

由此可得，TOGI穩(wěn)態(tài)輸出分別為公式(7)所示：

由此可見，v₁(t)不含直流分量且與輸入信號的交流分量同頻同幅；v₂(t)含直流分量且與輸入信號同幅，相位滯后90°；v₃(t)僅含直流分量。

為了消除輸入信號中的直流分量，產生正交的交流輸出信號，可重構v_d(t)＝v₁(t)，v_q(t)＝v₃(t)-v₂(t)，其中，k的取值決定了TOGI正交信號發(fā)生器的動態(tài)響應速度與諧波抑制能力：k越大，其動態(tài)響應越快，對應的諧波抑制能力越弱；k越小，其動態(tài)響應越慢，對應的諧波抑制能力越強。

為避免不平衡分量的影響，同時兼顧較好的動態(tài)響應性能和諧波抑制能力，可以在TOGI前級聯降階廣義積分器(reduced order generalized integrator，ROGI)可將相同頻率的正、負序分量分離，ROR調節(jié)器的傳遞函數如公式(8)所示：

由上式可知，ROR調節(jié)器具有頻率和極性選擇性，可以直接進行正、負序分離，完成特定頻率正負序分量的無靜差跟蹤，最終得到輸入信號的正、負序和諧波分量。

基于ROR-TOGI級聯的虛擬阻抗，通過TOGI的d輸出信號v_d是與輸入信號的基波成分同幅同頻的信號，其q輸出信號v_q是與v_d同幅，相位滯后其90度的信號，假設兩項輸出的表達式為公式(9)：

v_d(t)＝Asin(ωt)

v_q(t)＝-Acos(ωt) (9)

式中，A和ω分別為輸入信號的幅值和頻率。

考慮到v_d表達式，其虛擬電感值為：

由式可得，其虛擬電感值可通過v_q乘以ω以及電感值L_v來實現，即：

Z_v＝-ωL_vv_q(t) (11)

同樣的，如果需要的虛擬阻抗為電阻，也非常容易實現，通過TOGI的d輸出信號v_d乘以一個電阻值即可，表達式如下：

Z_v＝R_vv_d(t) (12)

從而可以得出，復虛擬阻抗的計算公式如下式：

Z_v＝R_vv_d(t)-ωL_vv_q(t) (13)

上式中，Rv為虛擬電阻，Lv為虛擬電感；

S4、準比例諧振控制器根據所述參考輸入信號、逆變器輸出的電壓和電感電流計算得到輸出電壓信號，并將該電壓信號作為PWM調制器的參考電壓信號。

具體的，所述準比例諧振控制器通過設置諧振頻率點的來確定虛擬同步發(fā)電機的并網控制系統(tǒng)穩(wěn)定運行時頻率波動的帶寬。

采用準比例諧振控制器來抑制同步逆變器輸出電壓的不平衡與諧波分量，準PR控制器能在諧振頻率點的高增益，即在電網頻率偏移時也能有效抑制諧波。準比例諧振(PR)控制器的傳遞函數如公式(14)所示：

其中，K_p為比例系數；K_r為諧振系數；ω_o為諧振頻率；其中ω_c與諧振頻率的帶寬有關，ω_c＝π·Δf；Δf為電網頻率的允許波動范圍。

S5、所述PWM調制器根據所述PWM調制器的參考電壓信號得到逆變器調制信號，并將其輸出給逆變器。

更優(yōu)的，采用基于降階諧振器鎖相環(huán)的準同期并列控制算法對壓差進行檢測和控制以及對頻差進行檢測和控制。所述降階諧振器鎖相環(huán)具體包括Clack變換矩陣、正負序降階諧振調節(jié)器以及PLL鎖相環(huán)。

如圖5所示，基于降階諧振器鎖相環(huán)的準同期并列控制算法，借鑒同步發(fā)電機準同期并列裝置的工作原理，設計了同步逆變器的自動準同期裝置，包括三個環(huán)節(jié)：壓差檢測與控制、頻差檢測與控制、相角差檢測與控制和并列合閘控制，其控制原理如公式(15)所示：

上式中：Δu_syn、Δω_syn、Δθ_syn分別為疊加在u_o、ω_o和θ_o上的幅值、頻率和相角同步信號；k_mp、k_mi為比例和積分系數(m＝u、ω、θ)。

由于虛擬同步發(fā)電機技術具有同步發(fā)電機的下垂特性，因此其輸出頻率和電壓的幅值隨著負載有功和無功的變化而變化。

如圖6所示，基于降階諧振調節(jié)器的鎖相環(huán)主要由Clack變換矩陣、正負序ROR調節(jié)器和PLL鎖相環(huán)三部分組成。首先將三相相電壓由三相abc靜止坐標系變換到兩相αβ靜止坐標系下，接著將U_α、U_β作為給定指令，與ROR調節(jié)器的輸出值做差，并將誤差量作為ROR調節(jié)器的輸入，構成閉環(huán)反饋，最終由ROR調節(jié)器完成無靜差跟蹤，輸出正、負序電壓分量。其中，ROR調節(jié)器的ω_o由傳統(tǒng)的兩相同步旋轉坐標系下鎖相環(huán)SRF-PLL得到，實現自適應檢測。

通過ROR-PLL測得的電網電壓u_g信息，將其與同步逆變器輸出電壓u_o信息進行比較，判斷壓差、頻差的絕對值是否小于允許誤差，壓差允許誤差ε_u＝5％u_g，頻差允許范圍為ε_ω＝0.3％ω_g；若不滿足，通過預同步調節(jié)器增加(減小)ΔQ、ΔP來繼續(xù)進行調壓和調頻直至滿足允許誤差為止。

具體的，采用基于降階諧振器鎖相環(huán)的準同期并列控制算法對壓差進行檢測包括：將通過降階諧振器鎖相環(huán)ROR-PLL測得的電網電壓u_g和逆變器輸出的電壓u_o進行比較，并判斷電壓差值的絕對值是否小于電壓允許誤差，壓差允許誤差ε_u＝5％u_g；若壓差信號不滿足，通過預同步調節(jié)器增加或者減小無功功率變化值ΔQ來調壓直到電壓差值小于電壓允許誤差為止。

采用基于降階諧振器鎖相環(huán)的準同期并列控制算法對頻差進行檢測具體包括：將通過降階諧振器鎖相環(huán)ROR-PLL測得的電網頻率ω_g和逆變器輸出的頻率ω_o進行比較，并判斷頻率差值絕對值是否小于頻率允許誤差，頻差允許范圍為ε_ω＝0.3％ω_g；若不滿足，通過預同步調節(jié)器增加或者減小有功功率變化值ΔP來調壓直到頻率差值小于頻率允許誤差。

在逆變器并網時，真正對逆變器產生傷害的是相角差，而壓差與頻差的影響較小，因此應嚴格控制相角差。若逆變器輸出電壓的相位滯后與電網電壓，則預同步調節(jié)器輸出為正值，從而導致預同步調節(jié)器的輸出增大，兩電壓間的相位差減小，最終相位差被調節(jié)至零?？紤]到合閘回路控制器和斷路器合閘的固有動作時間，在兩電壓相量重合之前應提前一個角度發(fā)出合閘命令，這樣才能確保在相角差最小時將逆變器并入系統(tǒng)，通常我們將此提前的角度稱為導前角。

具體的，在逆變器并網時，若逆變器輸出電壓相位滯后于電網電壓相位，則預同步調節(jié)器輸出為一個正值，導致預同步調節(jié)器的輸出升高，該兩電壓之間的相位差減小，直到相位差為零；在所述相位差為零之前提前一個預設導向角發(fā)出合閘命令，將逆變器并入電網系統(tǒng)，其中，導前角的計算公式為公式(16)：

式中，ω_d為角頻率差；t_dq為導前時間。

實施例2、一種基于虛擬同步發(fā)電機的并網控制系統(tǒng)。下面結合圖2至圖6對本實施例提供的系統(tǒng)進行詳細說明。

參見圖2至圖6，一種基于虛擬同步發(fā)電機的并網控制系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括：三相全橋逆變器、濾波器、瞬時功率計算模塊、VSG控制模塊、同步阻抗模塊、比較器、準比例諧振控制器以及PWM調制器。

所述瞬時功率計算模塊的輸出端與所述VSG控制模塊的輸入端電連接，所述VSG控制模塊的輸出端以及所述虛擬阻抗模塊的輸出端均與所述比較器的輸入端電連接，所述比較器的輸出端與所述準比例諧振控制器的輸入端電連接，所述準比例諧振控制器的輸出端與所述PWM調制器的輸入端電連接，所述PWM調制器的輸出信號與所述三相全橋逆變器電連接，所述逆變器與所述濾波器電連接；

所述瞬時功率計算模塊，用于采用瞬時功率計算方法根據采集得到的逆變器輸出的電壓和電流瞬時值，計算得到有功功率和無功功率。

所述VSG控制模塊，用于采用VSG控制算法對所述有功功率和無功功率進行計算得到逆變器輸出電壓的參考信號。

所述虛擬阻抗模塊，用于根據逆變器輸出電流計算得到電壓信號。

所述比較器，用于將所述逆變器輸出電壓的參考信號與同步阻抗模塊輸出的電壓信號進行比較計算得到參考輸入信號。

所述準比例諧振控制器，用于根據所述參考輸入信號、逆變器輸出的電壓和電感電流計算得到輸出電壓信號，并將該電壓信號作為PWM調制器的參考電壓信號。

所述PWM調制器，用于根據所述PWM調制器的參考電壓信號得到逆變器調制信號，并將其輸出給逆變器。

本發(fā)明采用上述技術方案，具有以下有益效果：基于虛擬同步發(fā)電機技術的并網逆變器控制算法具有同步發(fā)電機的一些特征，采用基于降階諧振器(ROR)與三階廣義積分器(TOGI)級聯的同步阻抗方法提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，抑制負荷擾動形成的電流偏差和實現功率的均分，利用準比例諧振控制器抑制輸出電壓的不平衡與諧波分量；將基于降階諧振器鎖相環(huán)(ROR-PLL)與準同步并列算法結合，避免了電網電壓及逆變器輸出電壓不對稱和諧波對檢測精度的影響，通過準同步并列算法將虛擬同步逆變器輸出電壓的頻率、幅值和相位快速無靜差地跟蹤上電網電壓，從而來實現離/并網的柔性切換，提高系統(tǒng)供電可靠性并改善電能質量。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。