本發(fā)明屬于電子電路技術領域,涉及射頻集成電路設計領域，特別涉及一種適用于人體植入式無源UHF芯片的雙輸出整流電路。

背景技術：

隨著微電子技術和信號處理技術的飛速發(fā)展,帶動了消費類電子、生物醫(yī)療器件等的快速發(fā)展，其中植入式電子裝置在臨床醫(yī)學中得到越來越廣泛的應用。最為人們所熟知的就是可吞服式無線電膠囊，人工耳蝸，人體植入式如心臟起搏器等。目前市場上的大部分人體植入式設備都是傳統(tǒng)的內置電池的供電方式，然而這種供電方式有一個致命的缺點，就是電池的壽命決定了植入式設備的壽命。當植入式設備的電池沒電的時候，我們需要通過手術的方式來為病人更換電池，很明顯，這種方式不僅增加了病人的經濟負擔，還影響其生命安全。因此，想要解決電池能量有限所帶來的各種問題，人們急需要研制一種可進行無線能量傳輸的人體植入式設備，不僅延長了使用壽命，也在一定程度上減小了整個芯片的體積，更加符合了微型化和便攜化的使用需求。

圖1為基本的Dicson電荷泵電路結構，由肖特基二極管和電容組成的，每一級由兩個二極管和兩個電容組成，其中電容C1和肖特基二極管D1組成了基本的箝位電路，而電容C2和肖特基二極管D2組成了基本的整流器，這兩個基本的電路分別起到直流升壓和整流的作用。

鉗位電路的工作原理：由于輸入信號為高頻振蕩信號，假設V1為幅度值為V的正弦電壓源，V_D為肖特基二極管的開啟電壓，當電源處于負半周時，即V1＝-V時，輸出電壓V2＝-V_D，V2-V1＝-V_D+V；當電源處于正半周時，即V1＝V時，根據電容電壓的不可突變性，V2＝2V-V_D，由此輸入電壓的直流電位被升高了V-V_D。

基本整流器電路的工作原理：同理，當電源處于正半周時，V2＝-V_D，此時肖特基二極管不導通，假如導通的話，則Vout2＝-2V_D；當電源處于正半周時，V2＝2V-V_D，此時此時肖特基二極管導通，Vout2＝2V-2V_D，由于二極管的單向導通性，Vout2維持在2(V-V_D)不變。

根據上面的推導，對于單級電荷泵輸出電壓Vout2＝2(V-V_D)，以此類推，圖1所示電荷泵的輸出電壓Vout(N)＝N(V-V_D)，由于在此推導過程中并沒有考慮到肖特基二極管和電容的寄生效應，只是一個理想的結論。

對于圖1傳統(tǒng)的Dicson電荷泵每級倍壓過程中,射頻信號每經過一個二極管都會消耗一個導通電壓V_D，嚴重影響電荷泵的整流效率，即倍壓整流電路將交流能量轉換成直流能量的效率。國內外最常見的解決辦法是使用二極管連接的NMOS代替?zhèn)鹘y(tǒng)的二極管，但是隨著整流級數的增大，體效應的影響越來越大，還是制約著電荷泵的整流率。所以降低二極管的正向導通壓降對于倍壓整流器的整流效率的提高至關重要，也是本設計的重點所在。

技術實現要素：

本發(fā)明的目的在于解決二極管的正向導通壓降對于倍壓整流器的整流效率的影響和輸出穩(wěn)定電壓的問題，一種適用于人體植入式無源UHF芯片的雙輸出整流電路。

為實現上述目的，本發(fā)明采用的技術方案為，一種適用于人體植入式無源UHF芯片的雙輸出整流電路，使用二極管連接的PMOS管代替二極管組成整流器，將POMS管的柵極和漏極相接作為負極，源極作為正極，當正極電壓比負極電壓高出一個閾值電壓V_th時，即PMOS管的柵源電壓達到V_th，PMOS導通，并工作在飽和區(qū)，當正極電壓較低時，柵極電壓達不到PMOS管導通所需的V_th或小于零時，PMOS管關斷。并且本次使用PMOS二極管連接形式，是因為在標準CNOS工藝下，POMS襯底連接任何電位，很大程度上減小體效應對電路性能的影響。用高壓泄流電路和低壓穩(wěn)壓電路產生一高一低的兩路電壓供后續(xù)電路使用。該雙輸出整流電路包括倍壓整流電路、高壓泄流電路和低壓穩(wěn)壓電路；其中，倍壓整流電路包括：PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP5、MP6和MP7，電容C1、C2、C3、C4、C5、C6和C7；高壓泄流電路包括：PMOS管MP8，NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7和MN8，電阻包括R1和R2；低壓穩(wěn)壓電路包括：PMOS管MP9和MP10，NMOS管MN9和MN10，電阻R3和R4；

具體連接如下：

PMOS管MP1源極連接V_RF，PMOS管MP1漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP2源極和電容C1一端，電容C1另一端接GND，PMOS管MP2漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP3源極和電容C2一端，電容C2另一端接V_RF，PMOS管MP3漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP4源極和電容C3一端，電容C3另一端接GND，PMOS管MP4漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP5源極和電容C4一端，電容C4另一端接V_RF，PMOS管MP5漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP6源極和電容C5一端即等效電壓V2，電容C5另一端接GND，PMOS管MP6漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP7源極和電容C6一端，電容C6另一端接V_RF，PMOS管MP7漏極、柵極和襯底相連接電容C1一端即等效電壓V1，電容C7另一端接GND。

PMOS管MP8源極和襯底相連接V2，為高壓泄流的輸出Vout2，PMOS管PM8漏極和NMOS管MN1柵極相連接電阻R2一端，電阻R2另一端接GND，NMOS管MN1源極和襯底相連接GND，電阻R1一端接Vout2,PMOS管MP8柵極、NMOS管MN2漏極和柵極相連接電阻R1另一端，NMOS管MN3柵極和漏極相連接NMOS管MN2源極，NMOS管MN4柵極和漏極相連接NMOS管MN4源極，NMOS管MN5柵極和漏極相連接NMOS管MN4源極，NMOS管MN6柵極和漏極相連接NMOS管MN5源極，NMOS管MN7柵極和漏極相連接NMOS管MN6源極，NMOS管MN8柵極和漏極相連接NMOS管MN7源極，NMOS管MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7、MN8襯底接GND。

NMOS管MN9漏極和電阻R3一端接V1、電阻R3另一端和NMOS管MN9柵極和襯底相連接低壓穩(wěn)壓輸出Vout1，PMOS管MP9柵極和漏極相連接PM10漏極，PMOS管MP10柵極、漏極和NMOS管MN10柵極相連接電阻R4一端，PMOS管MP10襯底接MP9襯底，NMOS管NM10襯底和源極相連接GND，電阻R4另一端接GND。

與現有技術相比，本發(fā)明能使用二極管連接的PMOS代替二極管，通過添加高壓泄流電路和低壓穩(wěn)壓電路可以產生兩路輸出電壓，得到的有益效果是：此電路可以與標準CMOS工藝相兼容，并可以避免襯底偏置效應對輸出電壓的影響，大大提高了整流電路的整流效率，還能夠產生兩路輸出電壓，一路可以為芯片的LDO(低壓線性穩(wěn)壓器供電)產生芯片所需的穩(wěn)定電源電壓，另一路可以為芯片的EEPROM提供高電壓來完成信息的存儲以及讀寫操作。

附圖說明

圖1基本的Dcison電荷泵電路結構。

圖2本發(fā)明電路原理圖。

圖3本發(fā)明倍壓整流電路的輸出隨時間變化示意圖。

圖4本發(fā)明的輸出電壓Vout1和Vout2隨輸出負載變化示意圖。

具體實施方式

下面結合附圖和具體實施方式對于本發(fā)明作進一步的說明：

如圖2所示，本發(fā)明的整流電路包括：倍壓整流電路、高壓泄流電路和低壓穩(wěn)壓電路；所述整流電路，利用二極管連接形式的PMOS管代替?zhèn)鹘y(tǒng)電荷泵中二極管產生兩路電壓，襯底電位接在漏極電位上，避免產生襯底偏置效應使閾值電壓增大；所述高壓泄流電路，利用晶體管泄流用來保護電路，防止電路電壓過高損壞后續(xù)電路；所述低壓穩(wěn)壓電路，利用電阻和晶體管產生電流，使其通過電阻和晶體管產生穩(wěn)定的低壓輸出；

具體電路如圖2所示，其中，所述倍壓整流電路包括：PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP5、MP6和MP7，電容C1、C2、C3、C4、C5、C6和C7；所述高壓泄流電路包括：PMOS管MP8，NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4、

MN5、MN6、MN7和MN8，電阻包括R1和R2；所述低壓穩(wěn)壓電路包括：PMOS管MP9和MP10，NMOS管MN9和MN10，電阻R3和R4；

具體連接關系如下：

所述倍壓整流電路，連接關系為：PMOS管MP1源極連接V_RF，PMOS管MP1漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP2源極和電容C1一端，電容C1另一端接GND，PMOS管MP2漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP3源極和電容C2一端，電容C2另一端接V_RF，PMOS管MP3漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP4源極和電容C3一端，電容C3另一端接GND，PMOS管MP4漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP5源極和電容C4一端，電容C4另一端接V_RF，PMOS管MP5漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP6源極和電容C5一端即等效電壓V2，電容C5另一端接GND，PMOS管MP6漏極、柵極和襯底相連接PMOS管MP7源極和電容C6一端，電容C6另一端接V_RF，PMOS管MP7漏極、柵極和襯底相連接電容C1一端即等效電壓V1，電容C7另一端接GND；

所述高壓泄流電路，連接關系為：PMOS管MP8源極和襯底相連接V2，為高壓泄流的輸出Vout2，PMOS管PM8漏極和NMOS管MN1柵極相連接電阻R2一端，電阻R2另一端接GND，NMOS管MN1源極和襯底相連接GND，電阻R1一端接Vout2,PMOS管MP8柵極、NMOS管MN2漏極和柵極相連接電阻R1另一端，NMOS管MN3柵極和漏極相連接NMOS管MN2源極，NMOS管MN4柵極和漏極相連接NMOS管MN4源極，NMOS管MN5柵極和漏極相連接NMOS管MN4源極，NMOS管MN6柵極和漏極相連接NMOS管MN5源極，NMOS管MN7柵極和漏極相連接NMOS管MN6源極，NMOS管MN8柵極和漏極相連接NMOS管MN7源極，NMOS管MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7、MN8襯底接GND；

所述低壓穩(wěn)壓電路，連接關系為：NMOS管MN9漏極和電阻R3一端接V1、電阻R3另一端和NMOS管MN9柵極和襯底相連接低壓穩(wěn)壓輸出Vout1，PMOS管MP9柵極和漏極相連接PM10漏極，PMOS管MP10柵極、漏極和NMOS管MN10柵極相連接電阻R4一端，PMOS管MP10襯底接MP9襯底，NMOS管NM10襯底和源極相連接GND，電阻R4另一端接GND。

下面對上述電路的工作原理進行說明：

所述倍壓整流電路分析：Dcison電荷泵由二極管和電容組成，如圖2所示，但是常規(guī)二極管的正向導通壓降大，約為0.7V左右。電荷泵的輸入信號為調制射頻載波，隨著接受距離的逐漸變遠使輸入信號幅值越來越小，最終會使二極管無法導通。所以此次倍壓整流選擇二極管連接形式的PMOS管代替二極管，此結構有閾值電壓較低，轉換效率高，輸出電壓高以及無襯底偏置效應等優(yōu)點。

設計的倍壓整流電路，輸出直流電壓表達式為

V1＝7×(V_RF-V_th) (1)

V2＝6×(V_RF-V_th) (2)

式中，V_RF為射頻輸入信號，V_th為PMOS管的閾值電壓。

上述公式(1)、(2)并沒考慮集成電容和驅動負載，若考慮其影響，假定輸入信號為方波，輸入信號的頻率為f，節(jié)點的寄生電容為C_S，負載輸出電流為I_load，則輸出直流電壓分別為

由上式看出輸出電壓和閾值電壓的關系密切，所以為提高倍壓整流電路的轉換效率，采用了二極管連接形式PMOS代替二極管，沒有選用二極管連接形式NMOS是因為此種連接會產生襯底偏置效應，當考慮襯底偏置效應的影響后閾值電壓V_th由公式(3)進行計算

其中，V_th0是沒有體效應影響下的原始閾值電壓，V_SB是源和襯底之間的電壓差，是費米能級，γ是體效應系數。

所以采用PMOS避免襯底偏置效應的產生，由于此結構沒有產生V_SB，所以閾值電壓始終沒有變化。

所述高壓泄流電路分析：當距離射頻載波信號太近時，射頻信號的能量很大，整流電路產生的直流電壓也會很大，這很有可能使得后續(xù)電路中的管子發(fā)生擊穿，而使整個電路無法正常工作。這時，就需要在電荷泵之后加一個保護電路——高壓泄流電路。

電阻R1和二極管連接形式的MN2-MN8級聯進行限幅，當電壓低于限幅電壓時，二極管不開啟，正常輸出；當電壓高于限幅電壓時，二極管導通，拉低MP8的柵極電壓，使其導通，導通后，MN1柵極電壓上升，使其導通，使電流泄放，達到高壓泄流的作用。

所述低壓穩(wěn)壓電路分析：MN9、MP9和MP10組成源極跟隨器；MN10和電阻R3組成共源級放大器，并且MN9、MN10、MP9、MP10組成負反饋電路，使輸出電壓趨于穩(wěn)定。通過調節(jié)電阻R3的阻值和MP9、MP10的寬長比來調節(jié)輸出電壓。

通過仿真驗證了本發(fā)明的特性，如圖3所示，當輸入為17dB且負載為K時，倍壓整流電路的輸出電壓為12.83V，整流率為65.8％。如圖4所示，當Vout1負載電阻為20K時隨著Vout2負載的變化，Vout1輸出為4.87-5.10V，Vout2輸出為4.45-12.65V。當負載在6K-10K變化時，Vout1變化0.01V，Vout2變化0.17V,可以看出兩個電壓輸出在大負載時都是非常穩(wěn)定的。其中Vout1為LDO(低壓線性穩(wěn)壓器供電)產生芯片所需的穩(wěn)定電源電壓，Vout2為EEPROM提供高電壓來完成信息的存儲以及讀寫操作。