本發(fā)明涉及一種變換器電路，具體是一種具有雙向同步整流和死區(qū)自調(diào)節(jié)的變換器電路。

背景技術(shù)：

dc/dc變換器作為實(shí)現(xiàn)不同直流電壓的轉(zhuǎn)換，一般傳統(tǒng)的dc/dc變換器為單向轉(zhuǎn)換以及非隔離的buck-boost拓?fù)涞膁c/dc變換?，F(xiàn)為滿足儲(chǔ)能，能源的充分利用。在車載以及，電池化成方面，dc/dc雙向變換已經(jīng)迫切需要，傳統(tǒng)的非隔離型dc/dc變換器，由于不具備電氣隔離在安全方面存在隱患，故隔離型dc/dc雙向變換器成為主要研究對(duì)象。

dc/dc變換器中以llc拓?fù)渥顬閮?yōu)先，llc拓?fù)溆兄鴰缀跞秶鷥?nèi)能實(shí)現(xiàn)zvs，并在f＜fr(諧振頻率)副邊整流管能實(shí)現(xiàn)zcs，其控制方式為pfm，作為天生的抖頻模式，可改善電路的emc。如圖1為傳統(tǒng)全橋llcdc/dc變換器，為單向的二極管整流方式。

如圖2所示，為llcdc/dc變換器同步整流。傳統(tǒng)的二極管整流，在低壓大電流輸出情況下，二極管的導(dǎo)通損耗占的比例大，使得電路效率難以調(diào)整，損耗的增加又帶來了散熱難度，需要增加相應(yīng)的散熱措施，增加了散熱成本，模塊化體積也難以做小，并降低了電路可靠性，同時(shí)實(shí)現(xiàn)不了dc/dc雙向變換的功能。

dc/dc變換器若采用同步整流，則可減少整流管帶來的導(dǎo)通損耗，提高了電路效率，散熱成本降低，電路功率密度也可做高，同時(shí)還能實(shí)現(xiàn)dc/dc雙向變換功能。

llcdc/dc變換器同步整流，其帶來了一些問題如在f＜fr，以及p＜po(額定功率)條件下，同步整流技術(shù)會(huì)帶來電流反灌問題。電流反灌問題會(huì)使得，副邊管子關(guān)斷時(shí)出現(xiàn)vds尖峰應(yīng)力以及副邊關(guān)斷損耗增加，同時(shí)耦合至原邊使得原邊通過體二極管電流回饋，原邊管子體二極管的反向恢復(fù)可能會(huì)造成原邊瞬間短路，這可能造成原邊管子損壞。這大大降低了電路可靠性，防反灌技術(shù)必須實(shí)現(xiàn)。圖2為一般的llcdc/dc同步整流簡(jiǎn)構(gòu)圖。

副邊q5-q8的驅(qū)動(dòng)是通過同步整流ic檢測(cè)相應(yīng)管子的vds之間電壓，通過vds之間電壓比較來控制q5-q8的驅(qū)動(dòng)。其只能實(shí)現(xiàn)單向的dc/dc變換，無法實(shí)現(xiàn)dc/dc雙向變換，并存在有可能在高壓輕載或低壓重載下實(shí)現(xiàn)不了zvs軟開關(guān)，這與死區(qū)時(shí)間的設(shè)置有關(guān)。

對(duì)于傳統(tǒng)的llc-dc/dc變換大都采用定死區(qū)時(shí)間控制，但對(duì)于llc而言，其在低壓重載與高壓輕載情況下，所需要實(shí)現(xiàn)zvs軟開關(guān)的時(shí)間相差大，單靠定死區(qū)時(shí)間恐無法滿足真正的全范圍內(nèi)的軟開關(guān)，同時(shí)定死區(qū)時(shí)間在一定程度上又影響了電路效率。

如圖3所示，是llcdc/dc變換器同步整流以及死區(qū)調(diào)節(jié)方案，該方案對(duì)llc電路進(jìn)行了死區(qū)的調(diào)節(jié)，使其在全范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了zvs，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了同步整流防反灌。但其采用的是dsp算法通過副邊輸出功率以及開關(guān)頻率f的作用下進(jìn)行死區(qū)調(diào)節(jié)。

這只能實(shí)現(xiàn)dc/dc單向變換功能，并死區(qū)的調(diào)節(jié)采用dsp控制，加大了控制的復(fù)雜性，尤其在進(jìn)行雙向dc/dc變換下，更加復(fù)雜。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種具有雙向同步整流和死區(qū)自調(diào)節(jié)的變換器電路，以解決上述背景技術(shù)中提出的問題。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供如下技術(shù)方案：

一種具有雙向同步整流和死區(qū)自調(diào)節(jié)的變換器電路，包括左右對(duì)稱的v1側(cè)電路和v2側(cè)電路，所述v1側(cè)電路包括mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4，v2側(cè)電路包括mos管q5、mos管q6、mos管q7和mos管q8，mos管q1的漏極連接mos管q2的漏極、電容ca和電壓v1，mos管q1的漏極連接電容cr、mos管q3的漏極和同步整流ic1，mos管q2的源極連接變壓器t1的繞組lm、mos管q4的漏極和同步整流ic1，mos管q1的柵極連接mos管q4的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg14，mos管q2的柵極連接mos管q3的柵極、mos管q17的漏極、二極管d2的陰極、mos管q15的漏極、二極管d1的陰極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg23，同步整流ic1還連接與門u1的輸入端、二極管d1的陽極和mos管q15，mos管q15的柵極連接電容c5、電阻r1和三極管q16的源極，三極管q16的基極連接與門u1的另一個(gè)輸入端和非門f1的輸出端，與門u1的輸出端連接dsp，二極管d2的陽極連接mos管q17的源極和與門u2的輸出端，與門u2的一個(gè)輸入端連接非門f2，與門u2的另一個(gè)輸入端連接dsp的dsp的輸出信號(hào)vg4，mos管q17的柵極連接電阻r2、三極管q18的集電極和電容c6，三極管q18的基極連接dsp的輸出信號(hào)fig1，mos管q5的漏極連接mos管q6的漏極、電容cb和電壓v2，mos管q7的漏極連接電容cb、mos管q8的漏極和同步整流ic2，mos管q6的漏極連接變壓器t1、mos管q8的漏極和同步整流ic2，mos管q5的柵極連接mos管q8的柵極、二極管d4的陰極、mos管q13的漏極、二極管d3的陰極、mos管q11的漏極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg58，mos管q6的柵極連接mos管q7的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg67，同步整流ic2還連接與門u1的輸入端、二極管d3的陽極和mos管q11，mos管q11的柵極連接三極管q12的源極，三極管q12的基極連接與門u1的另一個(gè)輸入端和非門f3的輸出端，與門u3的輸出端連接dsp，二極管d4的陽極連接mos管q13的源極和與門u4的輸出端，與門u4的一個(gè)輸入端連接非門f3，與門u2的另一個(gè)輸入端連接dsp的dsp的輸出信號(hào)vg2，mos管q13的柵極連接三極管q14的集電極，三極管q14的基極連接非門u3的輸出端。

作為本發(fā)明再進(jìn)一步的方案：所述三極管q16、三極管q17、三極管q12和三極管q14均為n型三極管。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：1.所述發(fā)明專利，在雙向dc/dc變換，提出了怎么樣去控制雙向變換狀態(tài)下實(shí)現(xiàn)同步整流技術(shù)，針對(duì)llc拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)雙向同步整流，解決了dc/dc雙向變換下的同步整流防反灌問題，同時(shí)利用雙向同步整流技術(shù)，很好的實(shí)現(xiàn)了死去時(shí)間的自調(diào)節(jié)，解決了llc定死區(qū)時(shí)間控制在極限態(tài)下可能實(shí)現(xiàn)不了zvs。這既實(shí)現(xiàn)雙向同步整流防反灌同時(shí)實(shí)現(xiàn)死區(qū)調(diào)節(jié)，大大提高了電路的效率，可靠性，使得llc效率做到最優(yōu)化，也改善了emc問題。2、由于在輸入電壓較高時(shí)(若果是未經(jīng)改進(jìn)的電路，適用于小于200v的場(chǎng)合)，同步整流ic受電壓的影響，提出一種高壓側(cè)不進(jìn)行同步整流采用體二極管進(jìn)行整流，增加邏輯控制，滿足了電路適用于高低壓條件，控制實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)便。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有技術(shù)1的電路圖。

圖2為現(xiàn)有技術(shù)2的電路圖。

圖3為現(xiàn)有技術(shù)3的電路圖。

圖4為本發(fā)明的電路圖。

圖5為本發(fā)明一種實(shí)施例電路圖。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

請(qǐng)參閱圖4，本發(fā)明實(shí)施例中，本發(fā)明提出一種具有雙向同步整流和死區(qū)自調(diào)節(jié)的變換器電路，包括左右對(duì)稱的v1側(cè)電路和v2側(cè)電路，所述v1側(cè)電路包括mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4，v2側(cè)電路包括mos管q5、mos管q6、mos管q7和mos管q8，mos管q1的漏極連接mos管q2的漏極、電容ca和電壓v1，mos管q1的漏極連接電容cr、mos管q3的漏極和同步整流ic1，mos管q2的源極連接變壓器t1的繞組lm、mos管q4的漏極和同步整流ic1，mos管q1的柵極連接mos管q4的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg14，mos管q2的柵極連接mos管q3的柵極、mos管q17的漏極、二極管d2的陰極、mos管q15的漏極、二極管d1的陰極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg23，同步整流ic1還連接與門u1的輸入端、二極管d1的陽極和mos管q15，mos管q15的柵極連接電容c5、電阻r1和三極管q16的源極，三極管q16的基極連接與門u1的另一個(gè)輸入端和非門f1的輸出端，與門u1的輸出端連接dsp，二極管d2的陽極連接mos管q17的源極和與門u2的輸出端，與門u2的一個(gè)輸入端連接非門f2，與門u2的另一個(gè)輸入端連接dsp的dsp的輸出信號(hào)vg4，mos管q17的柵極連接電阻r2、三極管q18的集電極和電容c6，三極管q18的基極連接dsp的輸出信號(hào)fig1，mos管q5的漏極連接mos管q6的漏極、電容cb和電壓v2，mos管q7的漏極連接電容cb、mos管q8的漏極和同步整流ic2，mos管q6的漏極連接變壓器t1、mos管q8的漏極和同步整流ic2，mos管q5的柵極連接mos管q8的柵極、二極管d4的陰極、mos管q13的漏極、二極管d3的陰極、mos管q11的漏極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg58，mos管q6的柵極連接mos管q7的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg67，同步整流ic2還連接與門u1的輸入端、二極管d3的陽極和mos管q11，mos管q11的柵極連接三極管q12的源極，三極管q12的基極連接與門u1的另一個(gè)輸入端和非門f3的輸出端，與門u3的輸出端連接dsp，二極管d4的陽極連接mos管q13的源極和與門u4的輸出端，與門u4的一個(gè)輸入端連接非門f3，與門u2的另一個(gè)輸入端連接dsp的dsp的輸出信號(hào)vg2，mos管q13的柵極連接三極管q14的集電極，三極管q14的基極連接非門u3的輸出端。

三極管q16、三極管q17、三極管q12和三極管q14均為n型三極管。

本發(fā)明的工作原理是：由于是dc/dc雙向變換器，所以針對(duì)雙向，設(shè)置一個(gè)標(biāo)志位信號(hào)fig1，通過工作不同的方向?qū)?biāo)志位信號(hào)fig1幅值不一樣，以高低電平為例。

如電路工作在v1→v2時(shí)，fig1＝0；工作在v2→v1時(shí)，fig1＝1；同步整流ic采用ir公司或on系列的都可以，其原理是；vd＜vs，輸出高電平；vd>vs，輸出低電平。以q3，q8管子作為分析對(duì)象，q4，q7管子的工作原理與q3，q8相同。

1：工作在v1→v2條件下，dsp判斷，給出fig1＝0。

在v1側(cè)，q16導(dǎo)通，q15關(guān)斷，q17導(dǎo)通，q18關(guān)斷；vg14與vg23驅(qū)動(dòng)直接由dsp發(fā)出。q3管子檢測(cè)到vd>vs，vg6為低電平，vg23驅(qū)動(dòng)信號(hào)跟隨vg5，vg5信號(hào)跟隨dsp發(fā)出的vg4信號(hào)。

假設(shè)在某一時(shí)刻q1，q4關(guān)斷，q2，q3驅(qū)動(dòng)還未到來，v1側(cè)電流續(xù)流，電流經(jīng)q2，q3的體二極管流通，同步整流ic檢測(cè)到q3d-s兩端電壓vd＜vs，vg6為高電平，vg6經(jīng)二極管d1導(dǎo)通，vg6經(jīng)二極管d1直接給q2，q3為高電平驅(qū)動(dòng)，使得q2，q3管子在zvs實(shí)現(xiàn)之后立刻導(dǎo)通。vg6與fig1非門信號(hào)經(jīng)與門輸出高電平給dsp，dsp捕捉到高電平，立刻發(fā)出vg4信號(hào)，q2，q3管子驅(qū)動(dòng)，實(shí)現(xiàn)在電流流經(jīng)q2，q3體二極管至電流到零那段時(shí)間內(nèi)，dsp發(fā)出的vg4信號(hào)能立刻接替vg6信號(hào)。

在v2側(cè)，q12關(guān)斷，q11導(dǎo)通，檢測(cè)q8管子d-s兩端電壓vs>vd，vg1為高電平；q14開通，q13關(guān)斷，vg3為低電平；vg58的驅(qū)動(dòng)信號(hào)跟隨vg1。2：工作在v2→v1條件下，dsp判斷，給出fig1＝1。

在v2側(cè)，q12導(dǎo)通，q11關(guān)斷，q14關(guān)斷，q13導(dǎo)通；vg58與vg67驅(qū)動(dòng)直接由dsp發(fā)出。q8管子檢測(cè)到vd>vs，vg1為低電平，vg58驅(qū)動(dòng)信號(hào)跟隨vg3，vg3信號(hào)跟隨dsp發(fā)出的vg2信號(hào)。

假設(shè)在某一時(shí)刻q6，q7關(guān)斷，q5，q8驅(qū)動(dòng)還未到來，v2側(cè)電流續(xù)流，電流經(jīng)q5，q8的體二極管流通，同步整流ic檢測(cè)到q8d-s兩端電壓vd＜vs，vg1為高電平，vg1經(jīng)二極管d3導(dǎo)通，vg1經(jīng)二極管d3直接給q8，q8為高電平驅(qū)動(dòng)，使得q5，q8管子在zvs實(shí)現(xiàn)之后立刻導(dǎo)通。vg1與fig1信號(hào)經(jīng)與門輸出高電平給dsp，dsp捕捉到高電平，立刻發(fā)出vg2信號(hào)，q5，q8管子驅(qū)動(dòng)，實(shí)現(xiàn)在電流流經(jīng)q5，q8體二極管至電流到零那段時(shí)間內(nèi)，dsp發(fā)出的vg2信號(hào)能立刻接替vg1信號(hào)。

在v1側(cè)，q16關(guān)斷，q15導(dǎo)通，檢測(cè)q3管子d-s兩端電壓vs>vd，vg6為高電平；q18開通，q17關(guān)斷，vg5為低電平；vg23的驅(qū)動(dòng)信號(hào)跟隨vg6。

在低壓電壓小于200v工作的場(chǎng)合下，實(shí)行圖4電路控制策略，對(duì)dc/dc雙向變換llc，解決其電流倒灌，并解決llc在定死區(qū)控制下的可能實(shí)現(xiàn)不了軟開關(guān)的問題，采用自動(dòng)調(diào)節(jié)死區(qū)，其可實(shí)現(xiàn)全范圍內(nèi)zvs軟開關(guān)，將電路效率提高。采用dsp軟件參與信號(hào)控制，能靈活控制雙向工作模態(tài)。

如圖5所示，為本發(fā)明的另外一種實(shí)施方式。由于同步整流ic受i/o電壓的限制，在高壓場(chǎng)合，高壓側(cè)不實(shí)行同步整流，選用體二極管反向恢復(fù)時(shí)間短的管子，這對(duì)效率會(huì)有影響，但控制相對(duì)于簡(jiǎn)便多了。通過對(duì)高壓側(cè)實(shí)行電壓檢測(cè)，將檢測(cè)電壓的信號(hào)與標(biāo)志位信號(hào)fig1進(jìn)行邏輯變換，使得在ov＝0，fig1＝1，這個(gè)狀態(tài)下，q＝0，其他狀態(tài)q＝1。其他部分與圖4的實(shí)施例部分相同。

對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員而言，顯然本發(fā)明不限于上述示范性實(shí)施例的細(xì)節(jié)，而且在不背離本發(fā)明的精神或基本特征的情況下，能夠以其他的具體形式實(shí)現(xiàn)本發(fā)明。因此，無論從哪一點(diǎn)來看，均應(yīng)將實(shí)施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求而不是上述說明限定，因此旨在將落在權(quán)利要求的等同要件的含義和范圍內(nèi)的所有變化囊括在本發(fā)明內(nèi)。不應(yīng)將權(quán)利要求中的任何附圖標(biāo)記視為限制所涉及的權(quán)利要求。

此外，應(yīng)當(dāng)理解，雖然本說明書按照實(shí)施方式加以描述，但并非每個(gè)實(shí)施方式僅包含一個(gè)獨(dú)立的技術(shù)方案，說明書的這種敘述方式僅僅是為清楚起見，本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)將說明書作為一個(gè)整體，各實(shí)施例中的技術(shù)方案也可以經(jīng)適當(dāng)組合，形成本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的其他實(shí)施方式。