本發(fā)明涉及電力技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置。

背景技術(shù)：

隨著電力系統(tǒng)的飛速發(fā)展，對無功補(bǔ)償?shù)碾妷旱燃壓腿萘康囊笤絹碓礁撸幌盗屑壜?lián)多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的無功補(bǔ)償裝置應(yīng)運(yùn)而生。MMC(Modular Multilevel Converter，模塊化多電平換流器)無功補(bǔ)償裝置在高壓大功率場合的應(yīng)用日漸增加，傳統(tǒng)的MMC-STATCOM(Modular Multilevel Converter-Static Synchronous Compensator，基于模塊化多電平換流器的靜止同步補(bǔ)償器)裝置的各個(gè)子模塊間的電壓平衡控制方法有頻繁投切子模塊造成開關(guān)器件頻率過高和隨著子模塊數(shù)目的增加排序算法復(fù)雜執(zhí)行時(shí)間迅速上升等缺點(diǎn)。

如何降低裝置的開關(guān)損耗和減少均壓控制的執(zhí)行時(shí)間成為MMC-STATCOM的研究重點(diǎn)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

在下文中給出了關(guān)于本發(fā)明的簡要概述，以便提供關(guān)于本發(fā)明的某些方面的基本理解。應(yīng)當(dāng)理解，這個(gè)概述并不是關(guān)于本發(fā)明的窮舉性概述。它并不是意圖確定本發(fā)明的關(guān)鍵或重要部分，也不是意圖限定本發(fā)明的范圍。其目的僅僅是以簡化的形式給出某些概念，以此作為稍后論述的更詳細(xì)描述的前序。

鑒于此，本發(fā)明提供了一種基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置，以至少解決現(xiàn)有技術(shù)存在開關(guān)損耗過高和均壓控制執(zhí)行時(shí)間過長的問題。

根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供了一種基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置，基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置包括主電路、檢測電路、控制電路和驅(qū)動(dòng)電路；主電路由連接電網(wǎng)的第一電感、第二電感和第三電感以及MMC換流器組成；檢測電路用于采樣負(fù)載側(cè)電流、補(bǔ)償電流、電容電壓、電網(wǎng)電壓和橋臂電流；控制電路包括DSP(Digital Signal Processing，數(shù)字信號處理)模塊和FPGA(Field－Programmable Gate Array，現(xiàn)場可編程門陣列)模塊，以實(shí)現(xiàn)坐標(biāo)變換、載波移相調(diào)制、子模塊電容電壓優(yōu)化平衡控制的功能；驅(qū)動(dòng)電路用于將DSP模塊輸出的PWM(Pulse Width Modulation，脈沖寬度調(diào)制)信號進(jìn)行放大以及隔離驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)管。

優(yōu)選地，MMC換流器相對于傳統(tǒng)的多電平換流器有明顯的優(yōu)勢，MMC換流器的輸出為多電平，接近于正弦波，諧波含量小，能夠?qū)崿F(xiàn)無功功率、諧波以及不平衡的綜合補(bǔ)償?；谳d波移相的優(yōu)化電容電壓平衡控制策略，控制簡單、易于實(shí)現(xiàn)，并且可以避免子模塊頻繁的投切，減少功率管的開關(guān)頻率，降低開關(guān)損耗以及避免傳統(tǒng)電壓排序算法復(fù)雜的計(jì)算和大量的運(yùn)行時(shí)間，提高控制速度。

優(yōu)選地，該裝置具有快速調(diào)節(jié)電容電壓平衡和降低換流器開關(guān)損耗的能力，具有三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，每相的上、下兩橋臂由n個(gè)SM(sub module，子模塊)模塊級聯(lián)而成，每個(gè)橋臂串聯(lián)一個(gè)電感，每個(gè)SM模塊由兩個(gè)互補(bǔ)導(dǎo)通的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，絕緣柵雙極型晶體管)和一個(gè)儲(chǔ)能電容組成；其中，n為大于等于1的正整數(shù)。

優(yōu)選地，采用優(yōu)化的電容電壓平衡控制策略使電容電壓保持平衡，優(yōu)化的電容電壓平衡控制策略由判斷投入子模塊數(shù)目變化量N_diff、子模塊電容電壓值優(yōu)化處理和電容電壓值分組存儲(chǔ)三部分構(gòu)成，可以有效地實(shí)現(xiàn)控制電容電壓平衡的功能并且有降低器件開關(guān)頻率和提高控制速度的優(yōu)點(diǎn)。

優(yōu)選地，在優(yōu)化的電容電壓平衡控制策略中，首先，利用CPS-SPWM(Carrier Phase-shifted Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦脈寬調(diào)制)調(diào)制技術(shù)將經(jīng)過前饋解耦控制得到的調(diào)制波與每個(gè)橋臂的移相三角載波進(jìn)行比較，得到需要投入的子模塊數(shù)N_on。再判斷當(dāng)前周期和上一周期投入子模塊數(shù)目變化量N_diff，若N_diff為0，則保持上一周期的投切狀態(tài)，若N_diff不為0再對未越限的子模塊電容電壓值引入穩(wěn)定系數(shù)。這樣可以使子模塊盡可能地保持上一周期的投切狀態(tài)，能夠避免子模塊不必要的投切，降低器件開關(guān)頻率，減少開關(guān)損耗。

優(yōu)選地，該裝置通過對優(yōu)化后的子模塊電容電壓值分組存儲(chǔ)，同一組內(nèi)的子模塊投切優(yōu)先級相同，這樣能夠避免傳統(tǒng)電壓排序法帶來的復(fù)雜運(yùn)算和運(yùn)行時(shí)間過長的缺點(diǎn)。

優(yōu)選地，通過電壓環(huán)來平衡直流側(cè)電容電壓，經(jīng)電壓、電流前饋解耦和PI調(diào)節(jié)后得到調(diào)制信號u_abc，與移相三角載波比較，經(jīng)優(yōu)化電容電壓平衡控制后生成PWM波。其中，PI調(diào)節(jié)包括比例調(diào)節(jié)和積分調(diào)節(jié)。PI調(diào)節(jié)器是一種線性控制器，它可以根據(jù)給定值與實(shí)際輸出值構(gòu)成控制偏差，將偏差的比例(P)和積分(I)通過線性組合構(gòu)成控制量，對被控對象進(jìn)行控制。

基于MMC-STATCOM的優(yōu)化電容電壓平衡控制有利于降低器件的開關(guān)頻率和避免傳統(tǒng)電壓排序算法運(yùn)行所需的大量時(shí)間，具體實(shí)現(xiàn)方法如圖3所示。

(一)傳統(tǒng)子模塊電容電壓平衡控制

傳統(tǒng)子模塊電容電壓平衡控制以嚴(yán)格保證各子模塊之間的電容電壓與參考電壓完全相同為目標(biāo)，按照橋臂電流i_arm方向的不同和各子模塊電壓的排序結(jié)果選擇相應(yīng)的子模塊投入或切除。具體的實(shí)現(xiàn)方法如圖8所示，先將橋臂電容電壓用冒泡算法排序，然后根據(jù)調(diào)制策略得到橋臂某一時(shí)刻需投入的子模塊數(shù)目N_on，每個(gè)橋臂有n_SM個(gè)子模塊，根據(jù)橋臂電流方向，分別在充電電流時(shí)投入電容電壓值最小的N_on個(gè)子模塊，放電電流時(shí)投入電容電壓值最大的N_on個(gè)子模塊。這種方法沒有考慮子模塊上一周期的投切狀態(tài)，這樣會(huì)帶來兩個(gè)問題：一是頻繁地切換子模塊導(dǎo)致開關(guān)頻率較高，開關(guān)損耗太大，二是隨著子模塊數(shù)目的增加，冒泡排序算法執(zhí)行的時(shí)間會(huì)迅速地上升。

(二)本發(fā)明提出的優(yōu)化子模塊電容電壓平衡控制

(1)降低器件開關(guān)頻率，減小開關(guān)損耗

1)將所有參考波形與移相載波比較產(chǎn)生的PWM信號進(jìn)行疊加，確定橋臂投切子模塊個(gè)數(shù)N_{_on}，通過電容電壓平衡控制生成PWM信號分配給各個(gè)模塊。如圖4所示，每個(gè)橋臂的調(diào)制信號與n個(gè)移相的三角載波進(jìn)行比較，得到的電平轉(zhuǎn)換信號可以疊加成n+1電平的波形，該波形確定每一時(shí)刻MMC上、下橋臂所需要投切的子模塊個(gè)數(shù)，得到橋臂當(dāng)前周期需投入的子模塊數(shù)N_{_on}和上一周期需投入的子模塊數(shù)N_{_on_old}，計(jì)算它們的差值N_diff是否為0，若為0則當(dāng)前周期保持著上一周期子模塊的投切狀態(tài)。優(yōu)點(diǎn)在于避免了不必要的開關(guān)動(dòng)作和復(fù)雜計(jì)算。

2)若N_diff不為0，如圖5所示，在電容電壓參考值附近設(shè)置一組上下限U_{C_h}、U_{C_l}。對電容電壓未越限的子模塊，優(yōu)化策略通過引入穩(wěn)定系數(shù)使其具有一定的保持原來投切狀態(tài)的能力，以降低器件的開關(guān)頻率。具體實(shí)現(xiàn)方法是：當(dāng)橋臂電流大于0(充電電流)時(shí)，位于上下限內(nèi)的投入子模塊電容電壓乘以一個(gè)略小于1的穩(wěn)定系數(shù)，位于上下限內(nèi)的切除子模塊電容電壓乘以一個(gè)略大于1的穩(wěn)定系數(shù)；當(dāng)橋臂電流小于0(放電電流)時(shí)，位于上下限內(nèi)的投入子模塊電容電壓乘以一個(gè)略大于1的穩(wěn)定系數(shù)，位于上下限內(nèi)的切除子模塊電容電壓乘以一個(gè)略小于1的穩(wěn)定系數(shù)。優(yōu)點(diǎn)在于盡可能保證子模塊當(dāng)前周期與上一周期的投切狀態(tài)一致，降低器件開關(guān)頻率，減小開關(guān)損耗。

(2)減小電壓平衡過程執(zhí)行時(shí)間，提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力

1)如圖6所示，優(yōu)化子模塊電容電壓值后，找出電容電壓的最大值U_Cmax和最小值U_Cmin再根據(jù)電壓偏差值ΔV將電容電壓分成Y組，屬于同一組的子模塊優(yōu)先級相同。Y＝(U_Cmax-U_Cmin)/ΔV。電容電壓值為U_Ci(1<＝i<＝n_SM)的子模塊存放在第Y_j組(1<＝j(luò)<＝Y(jié))，Y_j的表達(dá)式為：Y_j＝round((U_Ci-U_Cmin)/ΔV)，round為向上取整函數(shù)。例如，需要投入電壓最高個(gè)N_{_on}子模塊，又有其中表示第Y_j組子模塊的數(shù)目，則將組n+1到組Y中的子模塊全部投入，在組n中任意投入個(gè)子模塊。優(yōu)點(diǎn)在于可以避免排序算法所需的大量執(zhí)行時(shí)間和復(fù)雜計(jì)算。兩種方法耗時(shí)對比如表1和圖9所示，當(dāng)時(shí)鐘周期為20ns，橋臂子模塊數(shù)目N為100時(shí)，傳統(tǒng)冒泡排序法需要507μs，分組存儲(chǔ)策略只需8μs。

表1冒泡排序法和分組存儲(chǔ)策略各步驟執(zhí)行時(shí)間

2)最后依據(jù)電流方向投入對應(yīng)的子模塊。具體方法如圖6所示，判斷橋臂電流方向，當(dāng)電流大于0時(shí)，表示充電狀態(tài)，則選擇投入電壓最低的N_{_on}個(gè)子模塊；當(dāng)電流小于0時(shí)，表示放電狀態(tài)，則選擇投入電壓高的N_{_on}個(gè)子模塊，生成的PWM信號經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路后控制開關(guān)管的通斷，使輸出電壓電平數(shù)達(dá)到2n+1個(gè)電平。

本發(fā)明基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置，在傳統(tǒng)MMC無功補(bǔ)償裝置的基礎(chǔ)上，改進(jìn)了子模塊電容電壓平衡控制方法，使得器件開關(guān)頻率得以降低，程序運(yùn)行速度加快，使系統(tǒng)更加穩(wěn)定、可靠的工作，具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1、提出了一種基于載波移相的優(yōu)化電容電壓平衡控制策略，其簡單、易于實(shí)現(xiàn)，能夠很好地實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓平衡的功能。

通過對參考電壓上下限內(nèi)的子模塊引入穩(wěn)定系數(shù)，使子模塊近肯能地保持上一周期的投切狀態(tài)，解決器件開關(guān)頻率過高的問題，達(dá)到降低開關(guān)損耗的效果。

采用對優(yōu)化后的電容電壓值分組存儲(chǔ)的方法，有效地避免了電壓排序帶來的大量運(yùn)算時(shí)間和復(fù)雜計(jì)算，提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。

2、采用電壓、電流前饋解耦控制方式提高系統(tǒng)閉環(huán)控制，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

3、采用DSP+FPGA的控制方式，DSP作為運(yùn)算和控制部分，F(xiàn)PGA用來產(chǎn)生PWM波，這樣大大提高了控制、運(yùn)算速度，提高了整個(gè)裝置的響應(yīng)時(shí)間。

通過以下結(jié)合附圖對本發(fā)明的最佳實(shí)施例的詳細(xì)說明，本發(fā)明的這些以及其他優(yōu)點(diǎn)將更加明顯。

附圖說明

本發(fā)明可以通過參考下文中結(jié)合附圖所給出的描述而得到更好的理解，其中在所有附圖中使用了相同或相似的附圖標(biāo)記來表示相同或者相似的部件。所述附圖連同下面的詳細(xì)說明一起包含在本說明書中并且形成本說明書的一部分，而且用來進(jìn)一步舉例說明本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例和解釋本發(fā)明的原理和優(yōu)點(diǎn)。在附圖中：

圖1為系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)框圖；

圖2為三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖；

圖3為優(yōu)化電容電壓平衡總體控制原理圖；

圖4為判斷橋臂子模塊數(shù)目變化量的處理流程圖；

圖5為子模塊電容電壓值優(yōu)化處理的流程圖；

圖6為子模塊分組存儲(chǔ)的流程圖；

圖7為MMC控制框圖；

圖8為傳統(tǒng)電壓平衡控制方法的流程圖；

圖9為當(dāng)t_clk＝20ns時(shí)，冒泡排序法時(shí)間和分組存儲(chǔ)法執(zhí)行時(shí)間對比的示意圖；

圖10為電流檢測電路的結(jié)構(gòu)圖；

圖11為電壓過零檢測電路的結(jié)構(gòu)圖；

圖12為直流電壓檢測電路的結(jié)構(gòu)圖；

圖13為驅(qū)動(dòng)電路的結(jié)構(gòu)圖；

圖14為系統(tǒng)軟件主程序流程圖；

圖15為A/D轉(zhuǎn)換中斷服務(wù)子程序流程圖；

圖16為捕獲中斷子程序流程圖；

圖17為T1周期中斷子程序流程圖；

圖18為故障保護(hù)子程序流程圖；

圖19為傳統(tǒng)電壓排序法子模塊電容電壓的示意圖；

圖20A-圖20C為電壓平衡策略下的子模塊電容電壓的示意圖；

圖21為傳統(tǒng)控制方法下器件的開關(guān)頻率的示意圖；

圖22為優(yōu)化控制方法下器件的開關(guān)頻率的示意圖。

本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，附圖中的元件僅僅是為了簡單和清楚起見而示出的，而且不一定是按比例繪制的。例如，附圖中某些元件的尺寸可能相對于其他元件放大了，以便有助于提高對本發(fā)明實(shí)施例的理解。

具體實(shí)施方式

在下文中將結(jié)合附圖對本發(fā)明的示范性實(shí)施例進(jìn)行描述。為了清楚和簡明起見，在說明書中并未描述實(shí)際實(shí)施方式的所有特征。然而，應(yīng)該了解，在開發(fā)任何這種實(shí)際實(shí)施例的過程中必須做出很多特定于實(shí)施方式的決定，以便實(shí)現(xiàn)開發(fā)人員的具體目標(biāo)，例如，符合與系統(tǒng)及業(yè)務(wù)相關(guān)的那些限制條件，并且這些限制條件可能會(huì)隨著實(shí)施方式的不同而有所改變。此外，還應(yīng)該了解，雖然開發(fā)工作有可能是非常復(fù)雜和費(fèi)時(shí)的，但對得益于本公開內(nèi)容的本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，這種開發(fā)工作僅僅是例行的任務(wù)。

在此，還需要說明的一點(diǎn)是，為了避免因不必要的細(xì)節(jié)而模糊了本發(fā)明，在附圖中僅僅示出了與根據(jù)本發(fā)明的方案密切相關(guān)的裝置結(jié)構(gòu)和/或處理步驟，而省略了與本發(fā)明關(guān)系不大的其他細(xì)節(jié)。

本發(fā)明的實(shí)施例提供了一種基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置，基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置包括主電路、檢測電路、控制電路和驅(qū)動(dòng)電路；主電路由連接電網(wǎng)的第一電感、第二電感和第三電感以及MMC換流器組成；檢測電路用于采樣負(fù)載側(cè)電流、補(bǔ)償電流、電容電壓、電網(wǎng)電壓和橋臂電流；控制電路包括DSP和FPGA，以實(shí)現(xiàn)坐標(biāo)變換、載波移相調(diào)制、子模塊電容電壓優(yōu)化平衡控制的功能；驅(qū)動(dòng)電路用于將DSP輸出的PWM信號進(jìn)行放大以及隔離驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)管。

圖1給出了本發(fā)明的基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置的一個(gè)示例的結(jié)構(gòu)圖。如圖1所示，基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置包括主電路、檢測電路、控制電路和驅(qū)動(dòng)電路。

主電路由連接電網(wǎng)的第一電感L1、第二電感L2和第三電感L3以及MMC換流器組成。第一電感L1、第二電感L2和第三電感L3分別連接于電網(wǎng)三相與MMC換流器之間。

檢測電路用于采樣負(fù)載側(cè)電流、補(bǔ)償電流、電容電壓、電網(wǎng)電壓和橋臂電流。

控制電路以DSP模塊(如TI公司的TMS320F2812)和FPGA模塊為核心，以實(shí)現(xiàn)坐標(biāo)變換、載波移相調(diào)制、子模塊電容電壓優(yōu)化平衡控制幾部分的功能。

其中，坐標(biāo)變換是將三相靜止坐標(biāo)系下的電流變換成三相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流；三相交流量變換成兩個(gè)解耦的有功直流量和無功直流量，方便控制。

參見圖1的控制電路，載波移相調(diào)制指：對于每個(gè)橋臂中的N個(gè)子模塊，均采用較低開關(guān)頻率的SPWM，使它們對應(yīng)的三角載波依次移開1/N三角載波周期，即2π/N相位角，然后與同一條正弦調(diào)制波進(jìn)行比較，產(chǎn)生出N組PWM調(diào)制波信號，分別驅(qū)動(dòng)N個(gè)子模塊單元，決定它們是投入或是切除。

驅(qū)動(dòng)電路用于將DSP模塊輸出的PWM信號進(jìn)行放大以及隔離驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)管。

MMC換流器相對于傳統(tǒng)的多電平換流器有明顯的優(yōu)勢，MMC換流器的輸出為多電平，接近于正弦波，諧波含量小，能夠?qū)崿F(xiàn)無功功率、諧波以及不平衡的綜合補(bǔ)償?；谳d波移相的優(yōu)化電容電壓平衡控制策略，控制簡單、易于實(shí)現(xiàn)，并且可以避免子模塊頻繁的投切，減少功率管的開關(guān)頻率，降低開關(guān)損耗以及避免傳統(tǒng)電壓排序算法復(fù)雜的計(jì)算和大量的運(yùn)行時(shí)間，提高控制速度。

此外，由上文描述可知，傳統(tǒng)子模塊電容電壓平衡控制以嚴(yán)格保證各子模塊之間的電容電壓與參考電壓完全相同為目標(biāo)，按照橋臂電流i_arm方向的不同和各子模塊電壓的排序結(jié)果選擇相應(yīng)的子模塊投入或切除。具體的實(shí)現(xiàn)方法如圖8所示，先將橋臂電容電壓用冒泡算法排序，然后根據(jù)調(diào)制策略得到橋臂某一時(shí)刻需投入的子模塊數(shù)目N_on，每個(gè)橋臂有n_SM個(gè)子模塊，根據(jù)橋臂電流方向分別在充電電流時(shí)投入電容電壓值最小的N_on個(gè)子模塊，放電電流時(shí)投入電容電壓值最大的N_on個(gè)子模塊。這種方法沒有考慮子模塊上一周期的投切狀態(tài)，這樣會(huì)帶來兩個(gè)問題：一是頻繁地切換子模塊導(dǎo)致開關(guān)頻率較高，開關(guān)損耗太大，二是隨著子模塊數(shù)目的增加，冒泡排序算法執(zhí)行的時(shí)間會(huì)迅速地上升。相比于上述傳統(tǒng)技術(shù)，本發(fā)明的基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置具有快速調(diào)節(jié)電容電壓平衡和降低換流器開關(guān)損耗的能力，例如，該裝置可以具有如圖2所示的三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，每相的上、下兩橋臂由n個(gè)SM模塊級聯(lián)而成，每個(gè)橋臂串聯(lián)一個(gè)電感，每個(gè)SM模塊由兩個(gè)互補(bǔ)導(dǎo)通的IGBT和一個(gè)儲(chǔ)能電容組成；其中，n為大于1的正整數(shù)。

根據(jù)一個(gè)實(shí)現(xiàn)方式，基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置可以采用優(yōu)化的電容電壓平衡控制策略(即子模塊電容電壓優(yōu)化平衡控制)使電容電壓保持平衡，優(yōu)化的電容電壓平衡控制策略由判斷投入子模塊數(shù)目變化量N_diff、子模塊電容電壓值優(yōu)化處理和電容電壓值分組存儲(chǔ)三部分構(gòu)成，可以有效地實(shí)現(xiàn)控制電容電壓平衡的功能并且有降低器件開關(guān)頻率和提高控制速度的優(yōu)點(diǎn)。

其中，在優(yōu)化的電容電壓平衡控制策略中，如圖4和圖5所示，首先，可以利用CPS-SPWM調(diào)制技術(shù)將經(jīng)過前饋解耦控制得到的調(diào)制波與每個(gè)橋臂的移相三角載波進(jìn)行比較，得到需要需要投入的子模塊數(shù)N_on。再判斷當(dāng)前周期和上一周期投入子模塊數(shù)目變化量N_diff，若N_diff為0，則保持上一周期的投切狀態(tài)，若N_diff不為0再對未越限的子模塊電容電壓值引入穩(wěn)定系數(shù)。這樣可以使子模塊盡可能地保持上一周期的投切狀態(tài)，能夠避免子模塊不必要的投切，降低器件開關(guān)頻率，減少開關(guān)損耗。

此外，如圖6所示，該裝置可以通過對優(yōu)化后的子模塊電容電壓值分組存儲(chǔ)，同一組內(nèi)的子模塊投切優(yōu)先級相同，這樣能夠避免傳統(tǒng)電壓排序法帶來的復(fù)雜運(yùn)算和運(yùn)行時(shí)間過長的缺點(diǎn)。

其系統(tǒng)核心控制例如如圖7所示，通過電壓環(huán)來平衡直流側(cè)電容電壓，經(jīng)電壓、電流前饋解耦和PI調(diào)節(jié)后得到調(diào)制信號u_abc，與移相三角載波比較，經(jīng)優(yōu)化電容電壓平衡控制后生成PWM波。

下面描述本發(fā)明的基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置的一個(gè)應(yīng)用示例。

本發(fā)明通過軟硬件結(jié)合的方法，首先，由電流檢測電路采樣負(fù)載側(cè)電流和補(bǔ)償電流，電壓過零檢測電路檢測a相電網(wǎng)電壓的頻率，直流電壓檢測電路對MMC電容電壓進(jìn)行采樣，以DSP和FPGA作為核心控制芯片，對其進(jìn)行系統(tǒng)編程控制，輸出PWM波形，最后，經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電路的功放、隔離驅(qū)動(dòng)子模塊的IGBT。

(一)硬件部分

1、電流檢測電路

如圖10所示，采用電流霍爾傳感器CHB-25NP對負(fù)載電流、補(bǔ)償電流和橋臂電流進(jìn)行檢測，以A相為例，采樣的電流通過霍爾傳感器的采樣電阻R_M得到U_M，經(jīng)隔離、偏置、低通濾波和嵌位處理后輸入到DSP的A/D口。

2、電壓過零檢測電路

圖11為電網(wǎng)電壓的過零檢測電路，該電路由兩部分組成，第一部分由電阻、電容組成的RC濾波電路，減小系統(tǒng)和電網(wǎng)的相位誤差，第二部分由電壓比較器LM311構(gòu)成，實(shí)現(xiàn)過零比較，同時(shí)設(shè)計(jì)了一個(gè)滯環(huán)環(huán)節(jié)來抑制干擾。

3、直流電壓檢測電路

如圖12所示為直流側(cè)電壓采樣電路，HCNR201為線性光耦，其中I₁為發(fā)光二極管，I₂、I₃為兩個(gè)受光二極管，通過線性光耦采樣直流電壓，經(jīng)電阻分壓、濾波、隔離處理后，由DSP進(jìn)行采樣。

4、驅(qū)動(dòng)電路

如圖13所示，采用HCPL-3120門驅(qū)動(dòng)光電耦合器驅(qū)動(dòng)芯片，該芯片可直接驅(qū)動(dòng)1200V/100A的IGBT，由控制電路輸出的PWM信號接入光耦的3腳，經(jīng)過隔離、放大，驅(qū)動(dòng)IGBT。

5、控制電路

控制單元實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的軟件編程部分，由控制芯片DSP和FPGA聯(lián)合完成，DSP選擇TI公司的TMS320F2812作為主控制器，具有精度高、成本低、功耗小等，F(xiàn)PGA選用ALTER的EP3C10E144C8型號FPGA作為輔控制器，輸出PWM波形。

(二)軟件部分

系統(tǒng)的軟件部分包括主程序、A/D轉(zhuǎn)換子程序、故障保護(hù)子程序、捕獲中斷子程序、T1周期中斷子程序。

1、主程序

如圖14所示，系統(tǒng)進(jìn)入主程序入口，對DSP和FPGA控制芯片內(nèi)部初始化，包括I/O口的初始化、中斷初始化、事件管理器初始化、A/D初始化、XINT初始化、FPGA復(fù)位，配置完成后等待中斷。

2、A/D轉(zhuǎn)換中斷服務(wù)子程序

圖15為A/D轉(zhuǎn)換中斷服務(wù)子程序流程圖，該子程序目的是對采樣的模擬信號轉(zhuǎn)化成數(shù)字信號，對轉(zhuǎn)換結(jié)果讀取后，進(jìn)行電流、電壓的PI調(diào)節(jié)。

3、捕獲中斷子程序

捕獲中斷的目的是檢測電網(wǎng)電壓的頻率，實(shí)現(xiàn)鎖相環(huán)功能。如圖16所示在A相電壓信號上升沿的過零點(diǎn)開啟捕獲中斷，將捕獲值送給定時(shí)器T2，連續(xù)兩次采樣的數(shù)值之差就是電網(wǎng)頻率，若電網(wǎng)波動(dòng)值超出一定范圍時(shí)，捕獲值無效。

4、T1周期中斷子程序

T1中斷子程序的作用是實(shí)現(xiàn)電流、電壓的檢測，將檢測信號送給FPGA，判斷橋臂電流極性，接收來自FPGA的子模塊電容電壓信號、調(diào)制波信號，流程圖如圖17所示。

5、保護(hù)中斷子程序

為保障系統(tǒng)安全運(yùn)行，需要設(shè)置故障保護(hù)，如圖18所示為故障保護(hù)中斷子程序。一旦系統(tǒng)中出現(xiàn)如過壓、欠壓以及過流等故障時(shí)，將啟動(dòng)該子程序，封鎖PWM，并保護(hù)現(xiàn)場，等故障解決后再恢復(fù)現(xiàn)場。

(三)系統(tǒng)仿真

為驗(yàn)證本發(fā)明的可行性和有效性，進(jìn)行系統(tǒng)仿真。

圖19是傳統(tǒng)均壓控制法的電容電壓(N＝12)，波動(dòng)在10V左右。

圖20A-20C是改進(jìn)均壓控制法的電容電壓，圖20A、20B和20C分別對應(yīng)著子模塊數(shù)為12，分成8、16、32組存儲(chǔ)的情況，即圖20A為N＝12、Y＝8的情況，圖20B為N＝12、Y＝16的情況，而圖20C為N＝12、Y＝32的情況。可以看出子模塊的電容電壓比較穩(wěn)定，在參靠值1000V上下微小波動(dòng)，與圖19傳統(tǒng)均壓控制法的均壓效果相當(dāng)，且分組數(shù)越多與均壓效果越好。

圖21是采用傳統(tǒng)均壓控制法時(shí)MMC某一子模塊的驅(qū)動(dòng)波形，傳統(tǒng)均壓控制法由于子模塊頻繁投切，平均開關(guān)頻率為1032Hz。

圖22是采用改進(jìn)均壓控制法時(shí)MMC某一子模塊的驅(qū)動(dòng)波形，器件平均開關(guān)頻率降低到了246Hz，開關(guān)頻率顯著降低，損耗大大地減小了。

本發(fā)明的基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置，其通過優(yōu)化電容電壓平衡控制策略可以實(shí)現(xiàn)降低開關(guān)損耗和減少電壓平衡控制的執(zhí)行時(shí)間的功能，從而能夠解決基于模塊化多電平換流器的無功補(bǔ)償裝置(MMC-STATCOM)的各個(gè)子模塊間的電壓平衡問題。

盡管根據(jù)有限數(shù)量的實(shí)施例描述了本發(fā)明，但是受益于上面的描述，本技術(shù)領(lǐng)域內(nèi)的技術(shù)人員明白，在由此描述的本發(fā)明的范圍內(nèi)，可以設(shè)想其它實(shí)施例。此外，應(yīng)當(dāng)注意，本說明書中使用的語言主要是為了可讀性和教導(dǎo)的目的而選擇的，而不是為了解釋或者限定本發(fā)明的主題而選擇的。因此，在不偏離所附權(quán)利要求書的范圍和精神的情況下，對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說許多修改和變更都是顯而易見的。對于本發(fā)明的范圍，對本發(fā)明所做的公開是說明性的，而非限制性的，本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求書限定。