本發(fā)明涉及功率變換器的控制電路領(lǐng)域，更具體地講，涉及一種雙向dc/dc功率變換器控制電路及其控制方法。

背景技術(shù)：

隨著太陽能、風(fēng)能等可再生能源的廣泛運(yùn)用，可再生能源在發(fā)電時間上的不連續(xù)性和隨機(jī)性等問題日益顯著，使得它們并入微電網(wǎng)后引起母線電壓波動，影響電能質(zhì)量。通常通過雙向dc/dc功率變換器連接直流母線和超級電容等儲能設(shè)備，實(shí)現(xiàn)能量緩沖來穩(wěn)定母線電壓。雙向dc/dc功率變換器實(shí)現(xiàn)了能量的雙象限流動，即功率不僅可以從輸入端流向輸出端，也能從輸出端流向輸入端，在功能上相當(dāng)于兩個單向的dc/dc功率變換器，是典型的“一機(jī)兩用”設(shè)備。在需要雙向能量流動的應(yīng)用場合，雙向dc/dc功率變換器可以大幅度減輕系統(tǒng)的體積重量及成本，被廣泛運(yùn)用在電動汽車、儲能系統(tǒng)、分布式發(fā)電、電能質(zhì)量調(diào)節(jié)和航空電源系統(tǒng)等領(lǐng)域，因此具有重要的研究價值。

目前，關(guān)于雙向dc/dc功率變換器的拓?fù)浜托实葐栴}的研究已經(jīng)取得了顯著成就。但隨著運(yùn)用場合的增加，對雙向dc/dc功率變換器的動態(tài)性能(包括暫態(tài)調(diào)節(jié)時間，超調(diào)量和下調(diào)量)也提出了更高的要求。對于如何提高dc/dc功率變換器動態(tài)性能的研究，國內(nèi)外學(xué)者已經(jīng)取得了一系列研究成果，比如《lowcostmicrocontrollerbasedimplementationofrobustvoltagebasedcapacitorchargebalancecontrolalgorithm》，ieeetransactionsonindustrialinformatics,2013,9(2):869-879，文中提出了基于電容電荷平衡控制的控制策略，實(shí)現(xiàn)了buck變換器的近似最佳動態(tài)響應(yīng)過程；《adaptivehigh-bandwidthdigitallycontrolledbuckconverterwithimprovedlineandloadtransientresponse》,ietpowerelectronics,2014,7(3):515-526，文中將一種自適應(yīng)三階數(shù)字控制器應(yīng)用于buck變換器中，減小了變換器的調(diào)節(jié)時間和輸出電壓偏差；《directvoltagecontrolofdc–dcboostconvertersusingenumeration-basedmodelpredictivecontrol》,ieeetransactionsonpowerelectronics,2014,29(2):968-978，文中提出了一種基于枚舉的模型預(yù)測控制策略，提高了變換器的動態(tài)性能和魯棒性。雖然這些控制策略可以較好地改善功率變換器的動態(tài)性能，但它們都至少存在以下缺點(diǎn)之一：1)系統(tǒng)的開關(guān)頻率是變化的，對濾波器的帶寬設(shè)計提出更高的要求，濾波器設(shè)計起來難度較大；2)算法復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)起來成本較高且不易調(diào)試；3)只適用于單向的dc/dc功率變換器，控制算法上不能做到吸收電流，所以不能應(yīng)用于雙向dc/dc功率變換器；4)開關(guān)次數(shù)多，開關(guān)變換器的開關(guān)損耗高，變換器轉(zhuǎn)換效率較低。

中國發(fā)明專利，授權(quán)公告號cn102522899b，授權(quán)公告日2013.11.06，公開了一種雙管正激功率變換器的控制電路及其控制方法。一種雙管正激功率變換器的控制電路，它包括開關(guān)管功率電路、儲能變壓器、同步整流電路、濾波電路、分壓檢測電路、差分放大電路、a/d轉(zhuǎn)換電路以及數(shù)字控制器；一種雙管正激功率變換器的控制電路的控制方法，當(dāng)功率變換器處于穩(wěn)態(tài)工作時，數(shù)字控制器采用pid控制模式穩(wěn)定輸出電壓；當(dāng)分壓檢測電路檢測到輸出電壓的波動超過給定值，數(shù)字控制器將pid控制算法的參數(shù)和占空比信號保留，從pid控制模式切換到cbc控制模式。該發(fā)明在雙管正激變換器控制電路中得到了廣泛地應(yīng)用，適用于任意隔離型的dc/dc功率變換器。其不足之處在于：1、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上，正激變換器(buck和boost，以及buck-boost變換器)與雙向變換器(buck-boost變換器補(bǔ)充了一個反向的二極管，使得電流可以雙向流動)的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不同，應(yīng)用場合不同，由于二極管d3和d4的存在，僅能電流單向流動；2、對比文件1會考慮到磁通飽和問題，將占空比控制在50％，負(fù)載電流升流過程，是呈折線上升，即電流重復(fù)充電放電的過程，暫態(tài)調(diào)節(jié)時間變長，功率器件的開關(guān)次數(shù)會相應(yīng)增加，功率器件的開關(guān)損耗增大，對散熱要求高。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

1.發(fā)明要解決的技術(shù)問題

針對現(xiàn)有技術(shù)的雙向dc/dc功率變換器的動態(tài)性能不佳的問題，一種雙向dc/dc功率變換器控制電路及其控制方法。它是一種適用于雙向dc/dc功率變換器的控制電路和控制算法，具有較高精度的穩(wěn)態(tài)電壓控制功能，同時還具有良好的動態(tài)性能。

2.技術(shù)方案

為解決上述問題，本發(fā)明提供的技術(shù)方案為：

一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，包括分壓檢測電路、a/d轉(zhuǎn)換電路和數(shù)字控制器，還包括驅(qū)動電路和電壓跟隨器，雙向dc/dc功率變換器，分壓檢測電路并聯(lián)在雙向dc/dc功率變換器的輸入\輸出電容的兩端，分壓檢測電路、電壓跟隨器、a/d轉(zhuǎn)換電路、數(shù)字控制器、驅(qū)動電路和雙向dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路開關(guān)管柵極依次串聯(lián)。

優(yōu)選地，所述的雙向dc/dc功率變換器為非隔離型雙向dc/dc功率變換器，包括依次并聯(lián)相接的儲能單元、低壓側(cè)濾波和儲能電路、開關(guān)管功率電路和高壓側(cè)濾波電路，所述的輸入\輸出電容為低壓側(cè)濾波和儲能電路的低壓側(cè)濾波電容或高壓側(cè)濾波電路。

優(yōu)選地，所述的雙向dc/dc功率變換器為雙向buck-boost變換器，包括低壓側(cè)電壓vl、低壓側(cè)濾波電容cl、儲能電感l(wèi)、開關(guān)管q1和q2、續(xù)流二極管d1、續(xù)流二極管d2和高壓側(cè)電容c，所述的儲能單元為低壓側(cè)電壓vl，所述的低壓側(cè)濾波和儲能電路包括低壓側(cè)濾波電容cl和儲能電感l(wèi)，所述的開關(guān)管功率電路包括開關(guān)管q1和q2、續(xù)流二極管d1和續(xù)流二極管d2，所述的高壓側(cè)濾波電路包括高壓側(cè)電容c；

優(yōu)選地，所述的分壓檢測電路包括電阻r1和r2，電阻r1的一端與雙向dc/dc功率變換器的高壓側(cè)電容c的另一端連接，電阻r1的另一端與電阻r2的一端和電壓跟隨器連接，電阻r2的另一端與雙向dc/dc功率變換器的高壓側(cè)電容c的一端共同接地。

優(yōu)選地，所述的驅(qū)動電路與雙向dc/dc功率變換器的開關(guān)管q1和q2的柵極連接。

優(yōu)選地，所述的輸入\輸出電容與微網(wǎng)母線并聯(lián)。

一種雙向dc/dc功率變換器控制電路的控制方法：

步驟a、搭建以上所述的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路；

步驟b、根據(jù)輸入\輸出電容在雙向dc/dc功率變換器的電路連接關(guān)系，列寫出buck模式和boost模式下的輸入\輸出電容電流kcl方程；

步驟c、根據(jù)kcl方程畫出輸入\輸出電容的電流波形，進(jìn)而確定輸入\輸出電容的電流與0a電流構(gòu)成的面積，通過幾何面積計算方法列出相應(yīng)的電容電荷充放電平衡方程；

步驟d、計算出雙向dc/dc功率變換器的電感電流的上升時間tup和下降時間tdown；

步驟e、分壓檢測電路檢測到輸入\輸出電容兩端電壓值，經(jīng)過電壓跟隨器和a/d轉(zhuǎn)換電路輸送給數(shù)字控制器，數(shù)字控制器檢測到輸入\輸出電容兩端電壓值的過沖量超過給定閾值時，數(shù)字控制器將pid控制算法的參數(shù)保留，從pid控制模式切換到相應(yīng)的buck模式下的cbc控制，執(zhí)行步驟f；

數(shù)字控制器檢測到輸入\輸出電容兩端電壓值的跌落量超過給定閾值時，數(shù)字控制器將pid控制算法的參數(shù)保留，從pid控制模式切換到相應(yīng)的boost模式下的cbc控制，執(zhí)行步驟g；

步驟f、buck模式下的cbc控制方法；

步驟g、boost模式下的cbc控制方法。

優(yōu)選地，步驟f中的buck模式下的cbc控制方法為：

1)數(shù)字控制器輸出占空比為100％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路一個開關(guān)管柵極，輸出占空比為0％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路另一個開關(guān)管柵極，數(shù)字控制器的計數(shù)器開始計數(shù)；

2)在t1a時間段內(nèi)采樣兩次電感電流值和輸入\輸出電容兩端電壓值，計算出輸入\輸出電容上的電流值；

3)計算電感的電流上升斜率和電流下降斜率，以及新的穩(wěn)態(tài)占空比值和新的穩(wěn)態(tài)下電感電流的紋波值；

4)計算輸入\輸出電容的充電電荷量a0和由cbc控制結(jié)束時電感的電流值il_end恢復(fù)到電感的新穩(wěn)態(tài)電流值il2_ref所需的時間間隔t3；

5)計算電感l(wèi)的新穩(wěn)態(tài)電流值和輸入\輸出電容的充電電荷量a3；

6)計算電感電流的上升時間tup和下降時間tdown；

7)計數(shù)器計數(shù)時間等于時間間隔tup時，數(shù)字控制器輸出占空比為0％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路一個開關(guān)管柵極，輸出給另一個開關(guān)管柵極的占空比保持為0％，計數(shù)器繼續(xù)計數(shù)；

8)計數(shù)器計數(shù)時間等于時間間隔tup+tdown時，數(shù)字控制器重置pid控制算法的參數(shù)和占空比，重新切換回pid控制模式；

步驟g中的boost模式下的cbc控制方法為：

1)數(shù)字控制器輸出占空比為0％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路一個開關(guān)管柵極，輸出占空比為100％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路另一個開關(guān)管柵極，數(shù)字控制器的計數(shù)器開始計數(shù)；

2)在t1a時間段內(nèi)采樣兩次電感電流值和輸入\輸出電容兩端電壓值，計算出輸入\輸出電容上的電流值；

3)計算電感的電流上升斜率和電流下降斜率，以及新的穩(wěn)態(tài)占空比值和新的穩(wěn)態(tài)下電感電流的紋波值；

4)計算輸入\輸出電容的充電電荷量a0和由cbc控制結(jié)束時電感的電流值il_end恢復(fù)到電感l(wèi)的新穩(wěn)態(tài)電流值il2_ref所需的時間間隔t3；

5)計算電感的新穩(wěn)態(tài)電流值和輸入\輸出電容的充電電荷量a3；

6)計算電感電流的上升時間tup和下降時間tdown；

7)計數(shù)器計數(shù)時間等于時間間隔tup時，數(shù)字控制器輸出占空比為0％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路另一個開關(guān)管柵極，輸出給一個開關(guān)管柵極的占空比保持為0％，計數(shù)器繼續(xù)計數(shù)；

8)計數(shù)器計數(shù)時間等于時間間隔tup+tdown時，數(shù)字控制器重置pid控制算法的參數(shù)和占空比，重新切換回pid控制模式。

8、根據(jù)權(quán)利要求7所述的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路的控制方法，其特征在于，所述的雙向dc/dc功率變換器為雙向buck-boost變換器，所述的輸入\輸出電容為高壓側(cè)電容c。

優(yōu)選地，所述雙向buck-boost變換器控制電路的buck模式下的cbc控制方法為：

1)所述數(shù)字控制器輸出占空比為100％的dpwm信號至開關(guān)管q1，輸出占空比為0％的dpwm信號至開關(guān)管q2，數(shù)字控制器的計數(shù)器開始計數(shù)；

2)在t1a時間段內(nèi)采樣兩次儲能電感l(wèi)電流值il1、ila(在儲能電感l(wèi)的任意一側(cè)串聯(lián)一個采樣電阻，阻值根據(jù)電感電流峰值和差分運(yùn)放的工作電壓范圍來決定，將電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號，再通過并聯(lián)在采樣電阻兩側(cè)的差分運(yùn)放來采集這個電壓信號)和高壓側(cè)電壓值uh1、uha，根據(jù)如下公式計算新的穩(wěn)態(tài)下高壓側(cè)電流值ih2：

其中t1a為兩次采樣的時間間隔，il1、ila為在t1和ta時刻采樣的電感電流值，uh1、uha為在t1和ta時刻采樣的高壓側(cè)電壓值，c為高壓側(cè)電容值，res為電容c的串聯(lián)等效電阻值；

3)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)的電流上升斜率m1和電流下降斜率m2，以及新的穩(wěn)態(tài)占空比值dnew和新的穩(wěn)態(tài)下電感電流的紋波值il_ripple：

其中uh和ul分別為高壓側(cè)和低壓側(cè)的電壓值，l為儲能電感l(wèi)的電感值，ts為功率變換器的開關(guān)周期值；

4)按照如下關(guān)系式分別計算電容c的充電電荷量a0和時間間隔t3：

ao＝c[uh1-vh_ref+(il1-ih2)res](1-4)

其中vh_ref為高壓側(cè)電壓的穩(wěn)態(tài)值；

5)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)的新穩(wěn)態(tài)值il2_ref、t3時刻的電感電流值il2、電感電流偏差值α和電容c的放電電荷量a3：

6)按照如下關(guān)系式分別計算中間變量值β和γ：

γ＝(m1+m2)ih2-m2il1(1-8)

7)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)電流的上升時間tup和下降時間tdown：

8)計數(shù)器計數(shù)時間等于儲能電感l(wèi)電流的上升時間tup時，數(shù)字控制器輸出占空比為0％的dpwm信號至開關(guān)管q1，輸出給開關(guān)管q2的占空比保持為0％，計數(shù)器繼續(xù)計數(shù)；

9)計數(shù)器計數(shù)時間等于儲能電感l(wèi)電流的上升和下降時間之和tup+tdown時，重置pid控制算法的參數(shù)和占空比，重新切換回pid控制模式；

同理，boost模式下的cbc控制方法為：

10)所述數(shù)字控制器輸出占空比為100％的dpwm信號至開關(guān)管q2，輸出占空比為0％的dpwm信號至開關(guān)管q1，數(shù)字控制器的計數(shù)器開始計數(shù)；

11)在t1a時間段內(nèi)采樣兩次儲能電感l(wèi)電流值il1、ila和高壓側(cè)電壓值uh1、uha，根據(jù)如下公式計算新的穩(wěn)態(tài)下高壓側(cè)電流值ih2：

其中t1a為兩次采樣的時間間隔，uh1、uha為在t1和ta時刻采樣的高壓側(cè)電壓值，c為高壓側(cè)電容值；

12)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)的電流上升斜率m1和電流下降斜率m2，以及新的穩(wěn)態(tài)占空比值dnew和新的穩(wěn)態(tài)下電感電流的紋波值il_ripple：

其中uh和ul分別為高壓側(cè)和低壓側(cè)的電壓值，l為儲能電感l(wèi)的電感值，ts為功率變換器的開關(guān)周期值；

13)按照如下關(guān)系式分別計算電容c的放電電荷量a0和時間間隔t3：

ao＝c[vh_ref-uh1+(il1-ih2)res](1-15)

其中vh_ref為高壓側(cè)電壓的穩(wěn)態(tài)值，res為電容c的串聯(lián)等效電阻值；

14)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)的新穩(wěn)態(tài)值il2_ref、t3時刻的電感電流值il2、電感電流偏差值α和電容c的放電電荷量a3：

a3＝ih2t3(1-18)

15)按照如下關(guān)系式分別計算中間變量值β和γ：

γ＝(m1+m2)ih2-m1il2(1-19)

16)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)電流的上升時間tup和下降時間tdown：

17)計數(shù)器計數(shù)時間等于儲能電感l(wèi)電流的上升時間tup時，數(shù)字控制器輸出占空比為0％的dpwm信號至開關(guān)管q2，輸出給開關(guān)管q1的占空比保持為0％，繼續(xù)計數(shù)；

18)計數(shù)器計數(shù)時間等于儲能電感l(wèi)電流的上升和下降時間之和tup+tdown時，暫態(tài)結(jié)束，回到穩(wěn)態(tài)過程，控制器重置pid控制算法的參數(shù)和占空比，重新切換回pid控制模式。

優(yōu)選地，分壓檢測電路采樣高壓側(cè)電壓值，數(shù)字控制器通過驅(qū)動電路輸出占空比至開關(guān)管。

3.有益效果

采用本發(fā)明提供的技術(shù)方案，與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下有益效果：

(1)本發(fā)明是基于電容充放電平衡原理的控制電路及控制方法，保證非隔離型雙向dc/dc功率變換器在高壓側(cè)電源或負(fù)載電流出現(xiàn)階躍變化時，在最短的時間內(nèi)使電感電流和輸出電壓同時達(dá)到穩(wěn)態(tài)值，從而使輸出電壓跌落或過沖幅度最小，系統(tǒng)恢復(fù)穩(wěn)態(tài)的調(diào)節(jié)時間最短，使系統(tǒng)達(dá)到最佳的動態(tài)響應(yīng)性能。與以前的單方向功率控制不同，本控制方法會根據(jù)功率的不同流向，自動選擇相應(yīng)的buck或boost模式下的cbc來實(shí)現(xiàn)雙向功率的快速調(diào)節(jié)，特別適合于動態(tài)性能要求高、需要維持電壓高精度的穩(wěn)定、雙向功率流動的應(yīng)用場合；

(2)由于本發(fā)明采用線性-非線性復(fù)合控制的控制策略，穩(wěn)態(tài)時采用傳統(tǒng)的pid控制方法，動態(tài)過程中采用基于buck或boost模式下的電容電荷平衡原理的非線性控制方法，同時兼顧了快速響應(yīng)和穩(wěn)態(tài)精度兩方面的要求；

(3)本發(fā)明基于buck和boost模式下的電容電荷平衡原理的非線性控制方法中，控制的均是變換器同一側(cè)的同一個電容的電荷量充放電平衡，以上控制過程雖然是基于高壓側(cè)的控制，但同樣適用于低壓側(cè)控制，即具有適合維持單側(cè)電壓穩(wěn)定的控制特點(diǎn)；

(4)本發(fā)明在保證最優(yōu)的暫態(tài)響應(yīng)過程的同時還具有較高的穩(wěn)態(tài)輸出精度，特別適合于動態(tài)性能要求高、需要維持電壓較高精度的穩(wěn)定、雙向功率流動的應(yīng)用場合，適用于任意的非隔離型雙向dc/dc功率變換器；

(5)微網(wǎng)電壓(潮汐發(fā)電、太陽能發(fā)電和蓄電池等組成微網(wǎng)系統(tǒng))，當(dāng)母線電壓突變時，要求短時間內(nèi)快速恢復(fù)(cbc)，但是引起電壓突變的原因有很多：功率剩余(本發(fā)明工作在buck模式下吸收走)或缺額(本發(fā)明工作在boost模式下補(bǔ)充)，而穩(wěn)態(tài)的pid控制算法有一定穩(wěn)態(tài)控制精度；

(6)本發(fā)明的控制電路及其控制方法主要是采用復(fù)合控制的策略，假設(shè)以控制高壓側(cè)的電壓為例，在穩(wěn)態(tài)時采用傳統(tǒng)的pid控制來穩(wěn)定變換器的高壓側(cè)電壓，而在動態(tài)過程中則采用非線性控制方法，通過求解穩(wěn)態(tài)方程、預(yù)測方法來實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)濾波電容的充放電電荷量的平衡，進(jìn)而得到快速的動態(tài)響應(yīng)過程；

(7)本發(fā)明運(yùn)用的cbc控制可以實(shí)現(xiàn)短時間的快速充電和放電，特別適合蓄電池、超級電容器組等儲能系統(tǒng)的充放電，而現(xiàn)有cbc控制(應(yīng)用于buck、boost、buck/boost等單向dc/dc電路拓?fù)?往往只能實(shí)現(xiàn)儲能系統(tǒng)的充電過程，而不能實(shí)現(xiàn)放電過程；

(8)現(xiàn)有cbc控制技術(shù)均是應(yīng)用于200w以下小功率場合，而本發(fā)明運(yùn)用的cbc控制雙向dc/dc功率變換器可以運(yùn)用到2kw以下的中等功率場合。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的控制電路圖；

圖2.1為控制電路的boost模式下工作原理圖及相應(yīng)的電流參考方向；

圖2.2為控制電路的buck模式下工作原理圖及相應(yīng)的電流參考方向；

圖3為基于電容充放電平衡控制算法的控制原理圖；

圖4為基于buck模式下的cbc控制算法的雙向dc/dc功率變換器動態(tài)響應(yīng)示意圖；

圖5為基于boost模式下的cbc控制算法的雙向dc/dc功率變換器動態(tài)響應(yīng)示意圖；

圖6為基于buck模式下的cbc復(fù)合控制與傳統(tǒng)pid控制的雙向dc/dc功率變換器動態(tài)響應(yīng)psim仿真對比圖；

圖7為基于boost模式下的cbc復(fù)合控制與傳統(tǒng)pid控制的雙向dc/dc功率變換器動態(tài)響應(yīng)psim仿真對比圖；

圖8.1為開關(guān)管q1工作，開關(guān)管q2關(guān)斷時的雙向cuk功率變換器的工作原理及其電流參考方向；

圖8.2為開關(guān)管q1關(guān)斷，開關(guān)管q2工作時的雙向cuk功率變換器的工作原理及其電流參考方向；

圖9.1為開關(guān)管q1工作，開關(guān)管q2關(guān)斷時的雙向sepic功率變換器的工作原理及其電流參考方向；

圖9.2為開關(guān)管q1關(guān)斷，開關(guān)管q2工作時的雙向sepic功率變換器的工作原理及其電流參考方向。

示意圖中的標(biāo)號說明：

1、儲能單元；2、低壓側(cè)濾波和儲能電路；3、開關(guān)管功率電路；4、高壓側(cè)濾波電路；5、分壓檢測電路；6、電壓跟隨器；7、a/d轉(zhuǎn)換電路；8、數(shù)字控制器；9、驅(qū)動電路。

具體實(shí)施方式

為進(jìn)一步了解本發(fā)明的內(nèi)容，結(jié)合附圖及實(shí)施例對本發(fā)明作詳細(xì)描述。

實(shí)施例1

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，如圖1和圖3，包括分壓檢測電路5、a/d轉(zhuǎn)換電路7和數(shù)字控制器8，還包括驅(qū)動電路9和電壓跟隨器6，雙向dc/dc功率變換器，分壓檢測電路5并聯(lián)在雙向dc/dc功率變換器的輸入\輸出電容的兩端，分壓檢測電路5、電壓跟隨器6、a/d轉(zhuǎn)換電路7、數(shù)字控制器8、驅(qū)動電路9和雙向dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路3開關(guān)管柵極依次串聯(lián)。

如圖1所示，分壓檢測電路5的輸出端與電壓跟隨器6的輸入端連接，電壓跟隨器6的輸出端與a/d轉(zhuǎn)換電路7的輸入端連接，a/d轉(zhuǎn)換電路7的輸出端與數(shù)字控制器8的輸入端連接，數(shù)字控制器8的輸出端與驅(qū)動電路9的輸入端連接，驅(qū)動電路9的輸出端與雙向dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路3開關(guān)管柵極連接。

分壓檢測電路5測量出輸入\輸出電容兩端的輸入\輸出電壓實(shí)際值，經(jīng)過電壓跟隨器6的同比例放大，再通過a/d轉(zhuǎn)換電路7轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的數(shù)字值，輸入到數(shù)字控制器8，執(zhí)行設(shè)定的控制算法，產(chǎn)生的pwm控制信號經(jīng)過驅(qū)動電路9送至開關(guān)管功率電路3中的開關(guān)管柵極，控制這開關(guān)管執(zhí)行相應(yīng)的開通和關(guān)斷動作，進(jìn)而控制輸入\輸出電容兩端得到高精度、穩(wěn)定的輸入\輸出電壓。

所述的開關(guān)管可以為mos管、igbt等功率器件，在實(shí)際應(yīng)用中可根據(jù)功率等級需要進(jìn)行選擇不受限。

對比文件1，中國發(fā)明專利，授權(quán)公告號為cn102522899b，公開的一種雙管正激功率變換器的控制電路及其控制方法，1、在電流的控制算法上，電容電荷平衡(cbc)，電流的圖形與本發(fā)明不同(兩個電流的參考方向不同)，導(dǎo)致計算電荷(圖4和圖5中陰影部分圖形面積)的公式不同，如果用對比文件1的控制方法達(dá)不到本發(fā)明的控制效果，本發(fā)明與對比文件1的控制過程完全不同；2、從電壓變化的形狀來看，本發(fā)明與對比文件1正向?qū)ê头聪驅(qū)ǖ牟ㄐ尾煌?；本發(fā)明的占空比為100％，負(fù)載電流升流過程，是直線上升，即電流充電一次性完成，暫態(tài)調(diào)節(jié)時間變短，功率器件的開關(guān)次數(shù)為一次(由開變成關(guān))，功率器件的開關(guān)損耗大幅減小。

對比文件2，基于電容電荷平衡的boost型變換器控制研究(作者：方煒、邱亞杰、劉曉東和劉雁飛)，本發(fā)明與之相比：1、應(yīng)用場合不同，對比文件2用在boost型變換器上，本發(fā)明是用于雙向buck-boost變換器；2、目前為止，很多是在buck電路上應(yīng)用cbc控制，很少用在boost，對比文件2雖然采用cbc控制boost電路，升壓過程中，低壓側(cè)有電源，高壓側(cè)帶負(fù)載，解決的問題是，負(fù)載變化時，維持高壓側(cè)電壓穩(wěn)定，高壓側(cè)是無源性質(zhì)，必須從低壓側(cè)獲取電流，不能主動提供電流，相應(yīng)的buck電路，高壓側(cè)有電源，低壓側(cè)帶負(fù)載，解決的問題是，負(fù)載變化時，維持低壓側(cè)電壓穩(wěn)定，低壓側(cè)是無源性質(zhì)，必須從高壓側(cè)獲取電流，不能主動提供電流。但本發(fā)明與之相比差別點(diǎn)較大，若定義boost電路電感電流方向為正，當(dāng)雙向變換器(buck-boost變換器)工作在buck模式下時，它的電感電流方向為負(fù)，boost電路工作模式僅是雙向變換器(buck-boost變換器)工作模式中的一種，所以不構(gòu)成對本發(fā)明技術(shù)方案的啟示。

實(shí)施例2

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，如圖1，在實(shí)施例1的技術(shù)方案基礎(chǔ)上，所述的雙向dc/dc功率變換器為非隔離型雙向dc/dc功率變換器(一般來講，非隔離型雙向dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路3中包括兩個開關(guān)管)，包括依次并聯(lián)相接的儲能單元1、低壓側(cè)濾波和儲能電路2、開關(guān)管功率電路3和高壓側(cè)濾波電路4，所述的輸入\輸出電容為低壓側(cè)濾波和儲能電路2的低壓側(cè)濾波電容或高壓側(cè)濾波電路4。

對于隔離型雙向dc/dc功率變換器拓?fù)洳贿m用本發(fā)明控制方法，原因在于：隔離型雙向dc/dc功率變換器工作模式復(fù)雜，cbc運(yùn)用困難；而隔離型雙向dc/dc功率變換器電路拓?fù)浜唵危ぷ髂Ｊ缴?，電流波形簡單，cbc中代表電荷量的圖形面積計算容易實(shí)現(xiàn)。

本發(fā)明不僅僅局限于適用在雙向buck-boost變換器中，還適用于其他類型的雙向dc/dc變換器，比如雙向buck/boost變換器、雙向cuk變換器、雙向sepic變換器等。

實(shí)施例3

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，如圖1，在實(shí)施例1或2的技術(shù)方案基礎(chǔ)上作進(jìn)一步限定，所述的雙向dc/dc功率變換器為雙向buck-boost變換器，包括低壓側(cè)電壓vl、低壓側(cè)濾波電容cl、儲能電感l(wèi)、開關(guān)管q1和q2、續(xù)流二極管d1、續(xù)流二極管d2和高壓側(cè)電容c，所述的儲能單元1為低壓側(cè)電壓vl，所述的低壓側(cè)濾波和儲能電路2包括低壓側(cè)濾波電容cl和儲能電感l(wèi)，所述的開關(guān)管功率電路3包括開關(guān)管q1和q2、續(xù)流二極管d1和續(xù)流二極管d2，所述的高壓側(cè)濾波電路4包括高壓側(cè)電容c；

低壓側(cè)電壓vl的正極與低壓側(cè)濾波電容cl的一端和儲能電感l(wèi)的一端均連接，低壓側(cè)濾波電容cl的另一端與低壓側(cè)電壓vl的負(fù)極、續(xù)流二極管d2陽極、開關(guān)管q2源極和高壓側(cè)電容c的一端均接地，儲能電感l(wèi)的另一端與開關(guān)管q2漏極(mos管)或集電極(igbt)、續(xù)流二極管d2陰極、開關(guān)管q1源極(mos管)或發(fā)射極(igbt)和續(xù)流二極管d1陽極連接，開關(guān)管q1漏極(mos管)或集電極(igbt)與續(xù)流二極管d1陰極和高壓側(cè)電容c的另一端連接，所述的輸入\輸出電容為高壓側(cè)電容c或低壓側(cè)濾波電容cl。

本發(fā)明的雙向dc/dc功率變換器在具體實(shí)施是以雙向buck-boost變換器為例進(jìn)行實(shí)現(xiàn)的，即根據(jù)雙向buck-boost變換器同一側(cè)的同一個電容的電荷量充放電平衡，可以對低壓側(cè)電壓輸出進(jìn)行控制，也可以對高壓側(cè)電壓輸出進(jìn)行控制，具備維持單側(cè)電壓穩(wěn)定的特點(diǎn)。

本發(fā)明不僅局限于適用在雙向buck-boost變換器中，還適用于其他類型的雙向dc/dc變換器，比如雙向buck/boost變換器、雙向cuk變換器、雙向sepic變換器等。

實(shí)施例4

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，如圖1，在實(shí)施例1-3中任一個技術(shù)方案基礎(chǔ)上作進(jìn)一步限定，所述的分壓檢測電路5包括電阻r1和r2，電阻r1的一端與雙向dc/dc功率變換器的高壓側(cè)電容c的另一端連接，電阻r1的另一端與電阻r2的一端和電壓跟隨器6連接，電阻r2的另一端與雙向dc/dc功率變換器的高壓側(cè)電容c的一端共同接地。

通過分壓檢測電路5用于檢測高壓側(cè)輸出電壓值，便于對高壓側(cè)電壓進(jìn)行追蹤控制，也便于實(shí)現(xiàn)分階段調(diào)節(jié)控制高壓側(cè)電壓的目的，根據(jù)穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)的情況進(jìn)行分開來控制，實(shí)現(xiàn)精細(xì)控制，進(jìn)而能夠得到快速的動態(tài)響應(yīng)過程。

實(shí)施例5

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，如圖1，在實(shí)施例3或4的技術(shù)方案基礎(chǔ)上作進(jìn)一步限定，所述的驅(qū)動電路9與雙向dc/dc功率變換器的開關(guān)管q1和q2的柵極連接。驅(qū)動電路9將數(shù)字控制器8產(chǎn)生的pwm信號放大，輸送給開關(guān)管q1和q2的柵極，以控制開關(guān)管q1和q2的開通和關(guān)斷，可以對雙向dc/dc功率變換器的工作模態(tài)進(jìn)行控制。

實(shí)施例6

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，如圖1，在實(shí)施例1-6任一個技術(shù)方案基礎(chǔ)上作進(jìn)一步限定，所述的輸入\輸出電容與微網(wǎng)母線并聯(lián)。潮汐發(fā)電、太陽能發(fā)電和蓄電池等組成微網(wǎng)系統(tǒng)，當(dāng)微網(wǎng)母線電壓突變時，要求短時間內(nèi)快速恢復(fù)，本發(fā)明在暫態(tài)時采用cbc控制算法能夠?qū)崿F(xiàn)暫態(tài)的快速調(diào)節(jié)，但是引起電壓突變的原因有很多：功率剩余或功率缺額，當(dāng)發(fā)生功率剩余時，本發(fā)明的雙向dc/dc功率變換器要將功率吸收走，所以工作在buck模式下，而發(fā)生功率缺額時，本發(fā)明的雙向dc/dc功率變換器要補(bǔ)充功率，所以工作在boost模式下，以滿足穩(wěn)定微網(wǎng)母線電壓的需求，而當(dāng)微網(wǎng)母線處于穩(wěn)態(tài)時，本發(fā)明的雙向dc/dc功率變換器工作在穩(wěn)態(tài)，通過pid調(diào)節(jié)穩(wěn)態(tài)精度，可以精細(xì)化控制微網(wǎng)母線電壓。

實(shí)施例7

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路的控制方法：

步驟a、搭建實(shí)施例1-6中任一項所述的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，如圖1和3；

步驟b、根據(jù)輸入\輸出電容在雙向dc/dc功率變換器的電路連接關(guān)系，列寫出buck模式和boost模式下的輸入\輸出電容電流kcl方程；

步驟c、根據(jù)kcl方程畫出輸入\輸出電容的電流波形，進(jìn)而確定輸入\輸出電容的電流與0a電流構(gòu)成的面積，通過幾何面積計算方法列出相應(yīng)的電容電荷充放電平衡方程；

步驟d、計算出雙向dc/dc功率變換器的電感電流的上升時間tup和下降時間tdown；

步驟e、分壓檢測電路5檢測到輸入\輸出電容兩端電壓值，經(jīng)過電壓跟隨器6和a/d轉(zhuǎn)換電路7輸送給數(shù)字控制器8，數(shù)字控制器8檢測到輸入\輸出電容兩端電壓值的過沖量超過給定閾值(由輸入\輸出電容兩端電壓的控制精度決定，根據(jù)運(yùn)用場合和需求確定)時，數(shù)字控制器8將pid控制算法的參數(shù)保留，從pid控制模式切換到相應(yīng)的buck模式下的cbc控制，執(zhí)行步驟f；

數(shù)字控制器8檢測到輸入\輸出電容兩端電壓值的跌落量超過給定閾值時，數(shù)字控制器8將pid控制算法的參數(shù)保留，從pid控制模式切換到相應(yīng)的boost模式下的cbc控制，執(zhí)行步驟g；

步驟f、buck模式下的cbc控制方法為：

1)數(shù)字控制器8輸出占空比為100％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路3一個開關(guān)管柵極，輸出占空比為0％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路3另一個開關(guān)管柵極，數(shù)字控制器8的計數(shù)器開始計數(shù)；

2)在t1a時間段內(nèi)采樣兩次電感電流值和輸入\輸出電容兩端電壓值，計算出輸入\輸出電容上的電流值；

3)計算電感的電流上升斜率和電流下降斜率，以及新的穩(wěn)態(tài)占空比值和新的穩(wěn)態(tài)下電感電流的紋波值；

4)計算輸入\輸出電容的充電電荷量a0和由cbc控制結(jié)束時電感的電流值il_end恢復(fù)到電感的新穩(wěn)態(tài)電流值il2_ref所需的時間間隔t3；

5)計算電感l(wèi)的新穩(wěn)態(tài)電流值和輸入\輸出電容的充電電荷量a3；

6)計算電感電流的上升時間tup和下降時間tdown；

7)計數(shù)器計數(shù)時間等于時間間隔tup時，數(shù)字控制器8輸出占空比為0％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路3一個開關(guān)管柵極，輸出給另一個開關(guān)管柵極的占空比保持為0％，計數(shù)器繼續(xù)計數(shù)；

8)計數(shù)器計數(shù)時間等于時間間隔tup+tdown時，數(shù)字控制器8重置pid控制算法的參數(shù)和占空比，重新切換回pid控制模式；

步驟g、boost模式下的cbc控制方法為：

1)數(shù)字控制器8輸出占空比為0％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路3一個開關(guān)管柵極，輸出占空比為100％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路3另一個開關(guān)管柵極，數(shù)字控制器8的計數(shù)器開始計數(shù)；

2)在t1a時間段內(nèi)采樣兩次電感電流值和輸入\輸出電容兩端電壓值，計算出輸入\輸出電容上的電流值；

3)計算電感的電流上升斜率和電流下降斜率，以及新的穩(wěn)態(tài)占空比值和新的穩(wěn)態(tài)下電感電流的紋波值；

4)計算輸入\輸出電容的充電電荷量a0和由cbc控制結(jié)束時電感的電流值il_end恢復(fù)到電感l(wèi)的新穩(wěn)態(tài)電流值il2_ref所需的時間間隔t3；

5)計算電感的新穩(wěn)態(tài)電流值和輸入\輸出電容的充電電荷量a3；

6)計算電感電流的上升時間tup和下降時間tdown；

7)計數(shù)器計數(shù)時間等于時間間隔tup時，數(shù)字控制器8輸出占空比為0％的dpwm信號至dc/dc功率變換器的開關(guān)管功率電路3另一個開關(guān)管柵極，輸出給一個開關(guān)管柵極的占空比保持為0％，計數(shù)器繼續(xù)計數(shù)；

8)計數(shù)器計數(shù)時間等于時間間隔tup+tdown時，數(shù)字控制器8重置pid控制算法的參數(shù)和占空比，重新切換回pid控制模式。

buck和boost模式下的cbc控制方法對比如下：單從buck和boost模式下的cbc控制方法控制過程的文字表述上看兩者的控制過程差異不大，即具有類似的控制過程—可用同一個控制流程圖來表示，區(qū)別有兩點(diǎn)：1)各個參數(shù)的計算公式不同，如附圖2.1和2.2所示；2)雙向buck-boost變換器，buck模式在cbc時控制的是開關(guān)管q1，此時q2一直關(guān)斷；boost模式在cbc時控制的是開關(guān)管q2，此時q1一直關(guān)斷。

實(shí)施例8

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路的控制方法，所述的雙向dc/dc功率變換器為雙向buck-boost變換器，所述的輸入\輸出電容為高壓側(cè)電容c，所述雙向buck-boost變換器控制電路如圖1、2.1、2.2和3所示，結(jié)合圖4和5，所述雙向buck-boost變換器控制電路的控制方法包括實(shí)施例7中步驟a-e，其中，分壓檢測電路5采樣高壓側(cè)電壓值(高壓側(cè)電容c上的電壓值)，數(shù)字控制器8通過驅(qū)動電路9輸出占空比至開關(guān)管q1和q2，所述雙向buck-boost變換器控制電路的buck模式下的cbc控制方法為：

1)所述數(shù)字控制器8輸出占空比為100％的dpwm信號至開關(guān)管q1，輸出占空比為0％的dpwm信號至開關(guān)管q2，數(shù)字控制器8的計數(shù)器開始計數(shù)；

2)在t1a時間段內(nèi)采樣兩次儲能電感l(wèi)電流值il1、ila(在儲能電感l(wèi)的任意一側(cè)串聯(lián)一個采樣電阻，阻值根據(jù)電感電流峰值和差分運(yùn)放的工作電壓范圍來決定，將電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號，再通過并聯(lián)在采樣電阻兩側(cè)的差分運(yùn)放來采集這個電壓信號)和高壓側(cè)電壓值uh1、uha，根據(jù)如下公式計算新的穩(wěn)態(tài)下高壓側(cè)電流值ih2：

其中t1a為兩次采樣的時間間隔，il1、ila為在t1和ta時刻采樣的電感電流值，uh1、uha為在t1和ta時刻采樣的高壓側(cè)電壓值，c為高壓側(cè)電容值，res為電容c的串聯(lián)等效電阻值；

3)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)的電流上升斜率m1和電流下降斜率m2，以及新的穩(wěn)態(tài)占空比值dnew和新的穩(wěn)態(tài)下電感電流的紋波值il_ripple：

其中uh和ul分別為高壓側(cè)和低壓側(cè)的電壓值，l為儲能電感l(wèi)的電感值，ts為功率變換器的開關(guān)周期值；

4)按照如下關(guān)系式分別計算電容c的充電電荷量a0和時間間隔t3：

ao＝c[uh1-vh_ref+(il1-ih2)res](1-4)

其中vh_ref為高壓側(cè)電壓的穩(wěn)態(tài)值；

5)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)的新穩(wěn)態(tài)值il2_ref、t3時刻的電感電流值il2、電感電流偏差值α和電容c的放電電荷量a3：

6)按照如下關(guān)系式分別計算中間變量值β和γ：

γ＝(m1+m2)ih2-m2il1(1-8)

7)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)電流的上升時間tup和下降時間tdown：

8)計數(shù)器計數(shù)時間等于儲能電感l(wèi)電流的上升時間tup時，數(shù)字控制器8輸出占空比為0％的dpwm信號至開關(guān)管q1，輸出給開關(guān)管q2的占空比保持為0％，計數(shù)器繼續(xù)計數(shù)；

9)計數(shù)器計數(shù)時間等于儲能電感l(wèi)電流的上升和下降時間之和tup+tdown時，重置pid控制算法的參數(shù)和占空比，重新切換回pid控制模式；

同理，boost模式下的cbc控制方法為：

10)所述數(shù)字控制器8輸出占空比為100％的dpwm信號至開關(guān)管q2，輸出占空比為0％的dpwm信號至開關(guān)管q1，數(shù)字控制器8的計數(shù)器開始計數(shù)；

11)在t1a時間段內(nèi)采樣兩次儲能電感l(wèi)電流值il1、ila和高壓側(cè)電壓值uh1、uha，根據(jù)如下公式計算新的穩(wěn)態(tài)下高壓側(cè)電流值ih2：

其中t1a為兩次采樣的時間間隔，uh1、uha為在t1和ta時刻采樣的高壓側(cè)電壓值，c為高壓側(cè)電容值；

12)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)的電流上升斜率m1和電流下降斜率m2，以及新的穩(wěn)態(tài)占空比值dnew和新的穩(wěn)態(tài)下電感電流的紋波值il_ripple：

其中uh和ul分別為高壓側(cè)和低壓側(cè)的電壓值，l為儲能電感l(wèi)的電感值，ts為功率變換器的開關(guān)周期值；

13)按照如下關(guān)系式分別計算電容c的放電電荷量a0和時間間隔t3：

ao＝c[vh_ref-uh1+(il1-ih2)res](1-15)

其中vh_ref為高壓側(cè)電壓的穩(wěn)態(tài)值，res為電容c的串聯(lián)等效電阻值；

14)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)的新穩(wěn)態(tài)值il2_ref、t3時刻的電感電流值il2、電感電流偏差值α和電容c的放電電荷量a3：

a3＝ih2t3(1-18)

15)按照如下關(guān)系式分別計算中間變量值β和γ：

γ＝(m1+m2)ih2-m1il2(1-19)

16)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)電流的上升時間tup和下降時間tdown：

17)計數(shù)器計數(shù)時間等于儲能電感l(wèi)電流的上升時間tup時，數(shù)字控制器8輸出占空比為0％的dpwm信號至開關(guān)管q2，輸出給開關(guān)管q1的占空比保持為0％，繼續(xù)計數(shù)；

18)計數(shù)器計數(shù)時間等于儲能電感l(wèi)電流的上升和下降時間之和tup+tdown時，暫態(tài)結(jié)束，回到穩(wěn)態(tài)過程，控制器重置pid控制算法的參數(shù)和占空比，重新切換回pid控制模式。

實(shí)施例9

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，所述的雙向dc/dc功率變換器為雙向cuk功率變換器，所述的輸入\輸出電容為電容c1或c2，所述雙向cuk功率變換器控制電路的控制方法，其中，以控制v2側(cè)電壓(電容c2上的電壓)的穩(wěn)定為例，附圖8.1和8.2為雙向cuk功率變換器的工作原理及其電流參考方向，兩種工作模式下的濾波電容c2的kcl(基爾霍夫電流定律)方程均可表示為：

ic2＝il2-ih，

根據(jù)該kcl方程，重復(fù)步驟c-f，即可實(shí)現(xiàn)對雙向cuk功率變換器控制電路的控制。

實(shí)施例10

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，所述的雙向dc/dc功率變換器為雙向sepic功率變換器，所述的輸入\輸出電容為圖9.1和9.2中的電容c1或c2，所述雙向sepic功率變換器控制電路的控制方法，其中，以控制v2側(cè)電壓(圖9.1和9.2中的電容c2上的電壓)的穩(wěn)定為例，附圖9.1和9.2為雙向sepic功率變換器的工作原理及其電流參考方向，兩種工作模式下的濾波電容c2的kcl(基爾霍夫電流定律)方程均可表示為：

ic2＝il2-ih

根據(jù)該kcl方程，重復(fù)步驟c-f，即可實(shí)現(xiàn)對雙向cuk功率變換器控制電路的控制。

實(shí)施例11

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路的控制方法，其過程為：假設(shè)以控制高壓側(cè)的電壓為例，當(dāng)雙向dc/dc功率變換器工作于降壓模式(buck模式)時，由輸入端(高壓側(cè))輸入在額定范圍內(nèi)變化的直流電壓即輸入電壓uh(是指電壓變化值，電壓恒定值為vh)，功率變換器通過儲能電感l(wèi)和濾波電容cl構(gòu)成的低壓側(cè)濾波和儲能電路2向輸出端(低壓側(cè))傳遞能量；分壓檢測電路5測量出輸入電壓uh的實(shí)際值，經(jīng)過電壓跟隨器6的同比例放大，再通過a/d轉(zhuǎn)換電路7轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的數(shù)字值，輸入數(shù)字控制器8，執(zhí)行設(shè)定的buck模式下的cbc控制算法，產(chǎn)生的pwm控制信號經(jīng)過驅(qū)動電路9送至開關(guān)管功率電路3中的開關(guān)管q1和q2(開關(guān)管可選擇使用mos管、igbt等功率開關(guān)器件，根據(jù)具體實(shí)施要求而定)的柵極，控制開關(guān)管q1和q2執(zhí)行相應(yīng)的開通和關(guān)斷動作，進(jìn)而控制高壓側(cè)濾波電路4得到高精度、穩(wěn)定的輸入電壓uh。

同理，當(dāng)雙向dc/dc功率變換器工作于升壓模式(boost模式)時，由低壓側(cè)的儲能單元1輸入在額定范圍內(nèi)變化的直流電壓即輸入電壓ul，功率變換器通過儲能電感l(wèi)和濾波電容cl構(gòu)成的低壓側(cè)濾波和儲能電路2向輸出端(高壓側(cè))傳遞能量；分壓檢測電路5測量出輸出電壓uh的實(shí)際值，經(jīng)過電壓跟隨器6的同比例放大，再通過a/d轉(zhuǎn)換電路7轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的數(shù)字值，輸入數(shù)字控制器8，執(zhí)行設(shè)定的boost模式下的cbc控制算法，產(chǎn)生的pwm控制信號經(jīng)過驅(qū)動電路9送至開關(guān)管功率電路3中的開關(guān)管q1和q2的柵極，控制開關(guān)管q1和q2執(zhí)行相應(yīng)的開通和關(guān)斷動作，進(jìn)而控制高壓側(cè)濾波電路4得到高精度、穩(wěn)定的輸出電壓uh；

其中，當(dāng)功率變換器處于穩(wěn)態(tài)工作時，數(shù)字控制器8采用pid控制模式來穩(wěn)定高壓側(cè)電壓uh；當(dāng)分壓檢測電路5檢測出高壓側(cè)電壓uh的過沖量超過給定閾值時，數(shù)字控制器8將pid控制算法的參數(shù)保留，從pid控制模式切換到相應(yīng)的buck模式下的cbc控制；當(dāng)分壓檢測電路5檢測出高壓側(cè)電壓uh的跌落量超過給定閾值時，數(shù)字控制器8將pid控制算法的參數(shù)保留，從pid控制模式切換到相應(yīng)的boost模式下的cbc控制。

實(shí)施例12

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，如圖1所示的控制電路中，假設(shè)以控制高壓側(cè)的電壓為例，vl為低壓側(cè)電壓，vh為高壓側(cè)電壓。低壓側(cè)和高壓側(cè)電壓是在額定范圍內(nèi)變化的直流電壓，它們允許在某一瞬時出現(xiàn)較大的紋波成分，由數(shù)字控制器8提供pwm控制信號來控制開關(guān)管功率電路3中相應(yīng)的開關(guān)管開通和關(guān)斷，再經(jīng)過高壓側(cè)濾波電路4在高壓側(cè)電容c兩端形成一定穩(wěn)定精度的高壓側(cè)電壓vh，功率變換器所連接的微網(wǎng)母線并聯(lián)連接在高壓側(cè)電容c兩端；分壓檢測電路5并聯(lián)于微網(wǎng)母線的兩端，測量高壓側(cè)電壓vh的實(shí)際值，再經(jīng)過電壓跟隨器電路6進(jìn)行同比例放大，通過a/d轉(zhuǎn)換電路7轉(zhuǎn)化為相應(yīng)的數(shù)字值，輸入數(shù)字控制器8中，由數(shù)字控制器8來判斷高壓側(cè)電壓的波動是否超過給定閾值，并選擇相應(yīng)的控制算法；若高壓側(cè)電壓的波動在給定閾值范圍內(nèi)時，則執(zhí)行設(shè)定的電壓模式的pid控制算法；否則，若高壓側(cè)電壓的過沖量超過給定閾值，則執(zhí)行設(shè)定的buck模式下的cbc控制算法；若高壓側(cè)電壓的跌落量超過給定閾值，則執(zhí)行設(shè)定的boost模式下的cbc控制算法；無論數(shù)字控制器8執(zhí)行何種算法，產(chǎn)生的pwm波控制信號均通過驅(qū)動電路9，送至開關(guān)管功率電路3中的開關(guān)管q1和q2的柵極，控制這兩個開關(guān)管q1和q2執(zhí)行相應(yīng)的開通和關(guān)斷動作，進(jìn)而控制高壓側(cè)濾波電路4輸出高精度、穩(wěn)定的高壓側(cè)電壓vh。

實(shí)施例13

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路，如圖3，所述的儲能單元1中的電源bat通常由蓄電池組或超級電容器組構(gòu)成，用res1表示蓄電池組或超級電容器組的串聯(lián)等效電阻，蓄電池組或超級電容器組的正極連接著儲能電感l(wèi)和低壓側(cè)濾波電容cl，負(fù)極接地。

低壓側(cè)濾波和儲能電路2包括儲能電感l(wèi)和低壓側(cè)濾波電容cl，儲能電感l(wèi)的一端連接著低壓側(cè)濾波電容cl和蓄電池組或超級電容器組的正極，另一端與開關(guān)管q2的漏極(mos管)或集電極(igbt)相連，低壓側(cè)濾波電容cl的另一端與低壓側(cè)蓄電池組或超級電容器組的負(fù)極相連。

開關(guān)管功率電路3包括續(xù)流二極管d1、續(xù)流二極管d2、開關(guān)管q1和開關(guān)管q2；開關(guān)管q1的漏極(mos管)或集電極(igbt)與續(xù)流二極管d1的陰極連接，開關(guān)管q1的源極(mos管)或發(fā)射極(igbt)與續(xù)流二極管d1的陽極連接；開關(guān)管q2的漏極(mos管)或集電極(igbt)連接著續(xù)流二極管d2的陰極、儲能電感l(wèi)和開關(guān)管q1的源極，開關(guān)管q2的源極(mos管)或發(fā)射極(igbt)連接著續(xù)流二極管d2的陽極和低壓側(cè)蓄電池組或超級電容器組的負(fù)極。

高壓側(cè)濾波電路4中的高壓側(cè)濾波電容c一端與開關(guān)管q1的漏極(mos管)或集電極(igbt)相連，另一端接地；高壓側(cè)電容c兩端的電壓即為功率變換器的高壓側(cè)電壓vh，微網(wǎng)母線與高壓側(cè)濾波電容c并聯(lián)，功率變換器通過儲能電感l(wèi)和高壓側(cè)濾波電容c向微網(wǎng)母線傳遞或吸收能量，res表示高壓側(cè)濾波電容c的串聯(lián)等效電阻值。

如附圖3所示，分壓檢測電路5由電阻r1和電阻r2構(gòu)成，電阻r1和電阻r2的阻值比由參考電壓vref(根據(jù)數(shù)字控制器8的參考電壓決定)的大小決定，通常選用1k以上的電阻串聯(lián)后并聯(lián)在微網(wǎng)母線上。將電阻r2上端的電壓信號引出作為高壓側(cè)電壓vh的實(shí)際檢測值，經(jīng)過電阻r3連接到電壓跟隨器電路6中的運(yùn)算放大器opa的正端，運(yùn)算放大器opa的負(fù)端直接與它的輸出端相連，構(gòu)成一個電壓跟隨器電路6。再通過a/d轉(zhuǎn)換電路7轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的數(shù)字值，輸入至數(shù)字控制器8，執(zhí)行設(shè)定的控制算法，產(chǎn)生pwm控制信號。

數(shù)字控制器8選擇texasinstruments公司的tms320f28335控制芯片。輸入信號為a/d轉(zhuǎn)換電路7提供的高壓側(cè)電壓檢測信號的數(shù)字值。芯片正常工作用到的150mhz系統(tǒng)時鐘由30mhz的外部晶振經(jīng)過pll鎖相環(huán)倍頻得到，相應(yīng)的定時器等外設(shè)時鐘由系統(tǒng)時鐘分頻得到。增量式pid以及buck/boost模式下的cbc算法均通過c語言編程實(shí)現(xiàn)，三種控制算法分別產(chǎn)生dv(n)、dk(n)和dt(n)控制信號，如附圖3所示；最后，通過一個選擇器實(shí)現(xiàn)pid和兩種模式下的cbc控制之間的切換，輸出的pwm信號經(jīng)過驅(qū)動電路9來控制開關(guān)管q1和q2的開通和關(guān)斷。

實(shí)施例14

本實(shí)施例的一種雙向dc/dc功率變換器控制電路的控制方法，本發(fā)明所采用的控制算法是這樣工作的，以微網(wǎng)母線電流發(fā)生正躍變時控制高壓側(cè)的電壓為例，控制算法主要分為兩個部分。當(dāng)功率變換器處于穩(wěn)態(tài)工作時，采用pid控制模式來穩(wěn)定高壓側(cè)電壓vh，當(dāng)微網(wǎng)母線電流發(fā)生正躍變時，由于儲能電感l(wèi)的電流不能突變，因此高壓側(cè)濾波電容c充電，數(shù)字控制器8切換到buck模式下的cbc控制，輸出占空比為100％的信號至開關(guān)管q1，輸出占空比為0％的信號至開關(guān)管q2，使得儲能電感l(wèi)的電流以最快的速度上升，從微網(wǎng)母線側(cè)吸收電流，此過程中高壓側(cè)濾波電容c先充電再放電；當(dāng)儲能電感l(wèi)的電流達(dá)到其峰值時，將開關(guān)管q1的占空比信號置為0％，開關(guān)管q2的占空比信號仍保持0％不變，高壓側(cè)濾波電容c充電，使得高壓側(cè)電壓逐漸恢復(fù)到穩(wěn)態(tài)值，如附圖4所示。當(dāng)動態(tài)過程結(jié)束后，切換回原來的pid控制模式。

如附圖4和附圖5所示，cbc控制策略的基本原則是在暫態(tài)過程中使雙向dc/dc功率變換器高壓側(cè)濾波電容c的充電電荷量等于放電電荷量，同時電感電流和占空比在暫態(tài)過程結(jié)束時同時達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)值，從而使功率變換器的高壓側(cè)電壓vh的超調(diào)或跌落量最小，暫態(tài)調(diào)節(jié)時間最短。如附圖4所示，以微網(wǎng)母線電流發(fā)生正躍變?yōu)槔?，暫態(tài)過程中功率變換器工作在buck模式下的cbc控制，要使暫態(tài)過程中高壓側(cè)濾波電容c的充電電荷量等于放電電荷量，則應(yīng)滿足的關(guān)系式為：

a0-a1+a2-a3＝0(1-0)

其中a0和a2表示暫態(tài)過程中高壓側(cè)濾波電容c的充電電荷量，a1和a3表示暫態(tài)過程中高壓側(cè)濾波電容c的放電電荷量。

要使儲能電感l(wèi)電流在暫態(tài)過程結(jié)束時達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)值，則應(yīng)滿足：

il_begin+m1tup-m2tdown＝il_end(1-0’)

其中il_begin為t1時刻的電感電流值(即il1)，il_end為t3時刻的電感電流值(即il2)，m1和m2分別表示儲能電感l(wèi)的電流上升斜率和電流下降斜率，tup和tdown分別表示儲能電感l(wèi)電流的上升時間和下降時間。

基于以上控制原理，結(jié)合附圖3和附圖4，當(dāng)分壓檢測電路4檢測到高壓側(cè)電壓vh的過沖量超過給定閾值時，數(shù)字控制器8將pid控制算法的參數(shù)保留，從pid控制模式切換到cbc控制模式(附圖4中的t0時刻，即微網(wǎng)母線電流發(fā)生躍變的時間點(diǎn)，根據(jù)kcl方程，直接控制電感電流，達(dá)到間接控制電容電流目的)，buck模式下cbc控制的具體執(zhí)行步驟如下：

1)數(shù)字控制器8輸出占空比為100％的dpwm信號至開關(guān)管q1，輸出占空比為0％的dpwm信號至開關(guān)管q2，內(nèi)部計數(shù)器開始計數(shù)；

2)在t1a時間段內(nèi)采樣兩次電感電流值il1、ila和高壓側(cè)電壓值uh1、uha(附圖4中的t1和ta時刻)，根據(jù)如下公式計算新的穩(wěn)態(tài)下高壓側(cè)電流值ih2：

其中t1a為兩次采樣的時間間隔，il1、ila為在t1和ta時刻采樣的電感電流值，uh1、uha為在t1和ta時刻采樣的高壓側(cè)電壓值，c為高壓側(cè)電容值，res為電容c的串聯(lián)等效電阻值；

3)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)的電流上升斜率m1和電流下降斜率m2，以及新的穩(wěn)態(tài)占空比值dnew和新的穩(wěn)態(tài)下電感電流的紋波值il_ripple：

其中uh和ul分別為高壓側(cè)和低壓側(cè)的電壓值，l為電感l(wèi)的電感值，ts為功率變換器的開關(guān)周期值；

4)按照如下關(guān)系式分別計算電容c的充電電荷量a0和時間間隔t3：

ao＝c[uh1-vh_ref+(il1-ih2)res](1-4)

其中vh_ref為高壓側(cè)電壓的穩(wěn)態(tài)值；

5)按照如下關(guān)系式分別計算儲能電感l(wèi)的新穩(wěn)態(tài)值il2_ref、t3時刻的儲能電感電流值il2、儲能電感電流偏差值α和電容c的放電電荷量a3：

6)按照如下關(guān)系式分別計算中間變量值β和γ，以及放電電荷量a1和充電電荷量a2：

γ＝(m1+m2)ih2-m2il1(1-8)

a2＝ih2tdown(1-9’)

7)結(jié)合式(1-0)、(1-0’)、(1-8’)和(1-9’)，可以分別求得儲能電感l(wèi)電流的上升時間tup和下降時間tdown：

8)計數(shù)器計數(shù)時間等于時間間隔tup時，數(shù)字控制器8輸出占空比為0％的dpwm信號至開關(guān)管q1，輸出給開關(guān)管q2的占空比保持為0％，繼續(xù)計數(shù)；

9)計數(shù)器計數(shù)時間等于時間間隔tup+tdown時，重置pid控制算法的參數(shù)和占空比，重新切換回pid控制模式；

附圖6為基于buck模式下的cbc復(fù)合控制與傳統(tǒng)pid控制的雙向dc/dc功率變換器動態(tài)響應(yīng)psim仿真對比圖，在0.01s時微網(wǎng)母線側(cè)發(fā)生母線電流正躍變(由4a躍變?yōu)?a)，兩種控制策略均工作在buck模式，雙向dc/dc功率變換器從直流母線側(cè)吸收功率。傳統(tǒng)pid控制下的母線側(cè)電壓超調(diào)量為0.298v，調(diào)節(jié)時間為238μs；cbc復(fù)合控制模式下的母線側(cè)電壓下調(diào)量為0.243v，電壓波動減小18％，調(diào)節(jié)時間為50μs，是pid控制模式的調(diào)節(jié)時間的21％。

附圖7為基于boost模式下的cbc復(fù)合控制與傳統(tǒng)pid控制的雙向dc/dc功率變換器動態(tài)響應(yīng)psim仿真對比圖，在0.01s時微網(wǎng)母線側(cè)發(fā)生負(fù)載電流正躍變(由2a躍變?yōu)?a)，兩種控制策略均工作在boost模式，雙向dc/dc功率變換器將功率注入微網(wǎng)母線。傳統(tǒng)pid控制下的母線側(cè)電壓下調(diào)量為0.655v，調(diào)節(jié)時間為271μs；cbc復(fù)合控制模式下的母線側(cè)電壓下調(diào)量為0.636v，電壓跌落量減小3％，調(diào)節(jié)時間為123μs，是pid控制模式的調(diào)節(jié)時間的46％。

如圖6和圖7，在最短的時間內(nèi)使電感電流和輸出電壓同時達(dá)到穩(wěn)態(tài)值，從而使輸出電壓跌落或過沖幅度最小，如圖7，cbc+pid控制方法，電壓跌落時，占空比為100％，boost模式下，開關(guān)管導(dǎo)通，電感電流在增大的時候，電容在放電，開關(guān)管僅動作一次，電壓在一直下降，電壓跌落快，而圖7中體現(xiàn)，單純的pid控制，電壓下降過程，開關(guān)管反復(fù)開關(guān)，電壓折線下降，電容反復(fù)充放電，根據(jù)電容電壓積分曲線，所以電壓下降過程為二次曲線，跌落較慢。

本發(fā)明是基于電容電荷充放電平衡原理的復(fù)合控制算法，保證非隔離型雙向dc/dc功率變換器系統(tǒng)在高壓側(cè)電壓的波動超過給定閾值時，在最短的時間內(nèi)使儲能電感l(wèi)電流和高壓側(cè)電壓同時達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)值，從而使輸出電壓跌落或過沖幅度最小，系統(tǒng)的暫態(tài)調(diào)節(jié)時間最短，使系統(tǒng)達(dá)到最佳的動態(tài)響應(yīng)性能。與以往的單方向功率控制不同，本控制方法會根據(jù)功率的不同流向，自動選擇相應(yīng)的buck或boost模式下的cbc來實(shí)現(xiàn)雙向功率的快速調(diào)節(jié)，特別適合于動態(tài)性能要求高、需要維持電壓較高精度的穩(wěn)定、雙向功率流動的應(yīng)用場合。

以上示意性的對本發(fā)明及其實(shí)施方式進(jìn)行了描述，該描述沒有限制性，附圖中所示的也只是本發(fā)明的實(shí)施方式之一，實(shí)際的結(jié)構(gòu)并不局限于此。所以，如果本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員受其啟示，在不脫離本發(fā)明創(chuàng)造宗旨的情況下，不經(jīng)創(chuàng)造性的設(shè)計出與該技術(shù)方案相似的結(jié)構(gòu)方式及實(shí)施例，均應(yīng)屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。