本發(fā)明涉及能量采集電路中阻抗匹配的系統(tǒng)及方法，具體的涉及一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)及方法。

背景技術：

由于無線傳感網(wǎng)(wsn)、人體體域網(wǎng)(ban)和物聯(lián)網(wǎng)(iot)的大力發(fā)展，無線傳感節(jié)點得到了廣泛利用。為了實現(xiàn)不間斷測量，傳感節(jié)點需要擁有更長的待機時間，但其使用壽命被電池技術的瓶頸所限制。為了解決傳感節(jié)點供電問題，無線能量收集技術得到了廣泛發(fā)展，其收集無線電能量為傳感節(jié)點提供電源，以達到延長電路工作時間或無源工作的目的。

能量收集電路一般由四部分組成，如圖1所示，能量收集電路包括天線、阻抗匹配電路、倍壓整流電路和儲能電容組成。天線在本系統(tǒng)中作為射頻能量源，負責感應電磁波，其在設計完成后阻抗不再變化。倍壓整流電路的作用是將天線感應到的微弱電磁波整流并升壓，其阻抗與信號頻率以及輸入功率相關。由于倍壓整流電路的輸入端通常并聯(lián)或串聯(lián)電容，因此其阻抗與頻率相關；當倍壓整流電路的輸出功率改變時，倍壓整流電路輸出的電壓發(fā)生變化，倍壓整流電路內(nèi)部mosfet的工作狀態(tài)也因此發(fā)生變化，從而造成阻抗變化。

在射頻能量傳輸領域，根據(jù)能量傳輸公式得：當源阻抗與負載阻抗實部相等，虛部相反時能量傳輸效率最大。然而在實際使用中倍壓整流電路的阻抗與天線的阻抗并不匹配，造成了能量反射，降低了轉(zhuǎn)換效率，因此需要阻抗匹配電路來匹配天線與倍壓整流電路，提高能量收集效率。

傳統(tǒng)阻抗匹配電路結(jié)構(gòu)眾多，常見的如圖2-1中所示的π型結(jié)構(gòu)和圖2-2中所示的l型結(jié)構(gòu)，這些結(jié)構(gòu)均針對特定頻率信號進行阻抗匹配，只能實現(xiàn)單點匹配，一般匹配在能量最低點。而能量收集電路并不針對某一特定頻率信號，其需要在較寬的頻帶內(nèi)都有較高的能量收集效率，因此傳統(tǒng)阻抗匹配電路并不滿足能量收集電路的使用需求。

另外，當前存在一些自動阻抗匹配系統(tǒng)，但是由于存在以下問題這些方法也無法應用于能量獲取電路。

光伏發(fā)電領域利用動態(tài)阻抗等效匹配實現(xiàn)最大功率點跟蹤控制(mppt)(具體參見：基于動態(tài)等效阻抗匹配的光伏發(fā)電最大功率點跟蹤控制,鄭穎楠，王俊平，張霞，中國電機工程學報，第31卷第2期，2011年1月15日)。該系統(tǒng)如圖3所示：通過電流檢測電路、電壓檢測電路和信號處理電路實現(xiàn)光伏電池板的動態(tài)等效阻抗測量，并控制功率變換器實現(xiàn)最大功率跟蹤。如果將其應用于無線能量收集電路存在的問題是：

1.無線能量收集電路源端阻抗即天線阻抗并不變化，無法通過測量天線內(nèi)阻的方式確定當前系統(tǒng)狀態(tài)；

2.mppt系統(tǒng)通過調(diào)控功率變換器達到阻抗匹配目的，而能量收集電路中倍壓整流電路一般不可動態(tài)調(diào)節(jié)。

因此該mppt系統(tǒng)并不適用于能量獲取電路。

無線輸電領域利用無線電傳輸電力能量，其為實現(xiàn)能量最大化傳輸也需要阻抗匹配電路(具體參見：一種用于大功率無線輸電裝置的自動阻抗匹配控制裝置，申請?zhí)?01410326172.8，申請日2014.07.10)。該系統(tǒng)如圖4所示：包括處理器單元、功率監(jiān)測單元、開關陣列單元、匹配網(wǎng)絡單元。該系統(tǒng)的功率監(jiān)測單元包含一個耦合器與兩個檢波器，經(jīng)過耦合器的正向功率和反射功率分別被兩個檢波器檢測，并輸出與功率成正比的電壓信號。通過adc采樣兩個檢波器電壓并利用計算單元計算出當前傳輸效率，之后通過算法改變匹配網(wǎng)絡參數(shù)以改變阻抗。但是由于以下原因該系統(tǒng)并不適合能量收集電路：

1.該系統(tǒng)需要一個耦合器用于檢測正向功率信號與被反射回的功率信號，然而該元件無法使用cmos工藝集成，增加了系統(tǒng)的復雜程度；

2.此系統(tǒng)過于復雜，該系統(tǒng)首先需要adc采樣電壓信號，之后利用處理器單元計算當前傳輸效率，再控制匹配網(wǎng)絡改變，直到效率滿足程序要求，此種做法具有較大功耗，無法應用于微弱能量收集系統(tǒng)中；

3.該系統(tǒng)使用繼電器作為控制單元，適合于大功率傳輸，但是在能量收集電路中，收集到的能量并不足以控制繼電器等元件。

一種傳輸線自動阻抗匹配系統(tǒng)(申請?zhí)?01110353777.2，申請日2011.11.09)中提到的適用于傳輸線的自動阻抗匹配系統(tǒng)也不適用于本系統(tǒng)。因為該系統(tǒng)利用幅值相位檢測器、互感器及a/d轉(zhuǎn)換器來檢測射頻信號的電壓值和電流值，再將采樣結(jié)果送入控制模塊進行計算，之后再控制電機改變匹配網(wǎng)絡。該方法同樣面臨系統(tǒng)復雜、無法集成、功耗較大的問題，無法適用于微弱能量收集電路。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術問題是提供一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)及方法，可以在較大頻率范圍及電路工作狀態(tài)改變時動態(tài)調(diào)整微弱能量收集電路的阻抗，使得負載阻抗與天線內(nèi)部阻抗經(jīng)匹配電路后互相匹配，實現(xiàn)最大功率收集。

本發(fā)明解決上述技術問題的技術方案如下：一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)，所述射頻能量采集電路包括用于接收射頻信號的天線，以及將天線接收到的射頻信號進行整流并升壓的倍壓整流電路，本發(fā)明的系統(tǒng)包括采樣比較模塊、邏輯算法控制模塊和可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡，所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡中包含有π型可調(diào)電容陣列；

所述采樣比較模塊，其用于在所述邏輯控制模塊的微分算子法控制下對倍壓整流電路輸出的電壓進行連續(xù)兩次采樣，并對連續(xù)兩次采樣的電壓進行比較；

所述邏輯算法控制模塊，其用于根據(jù)連續(xù)兩次采樣的電壓的比較結(jié)果判斷出π型可調(diào)電容陣列的電容調(diào)整方向，并根據(jù)電容調(diào)整方向利用電容值二分法按照電容權(quán)重逐次調(diào)整并入所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡中可調(diào)電容的數(shù)量；

所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡，其用于根據(jù)并入π型可調(diào)電容陣列的電容數(shù)量來匹配所述天線與倍壓整流電路之間的阻抗。

本發(fā)明的有益效果是：本發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)具有以下有益效果，

1.通過判斷倍壓整流電路輸出電壓得到當前阻抗匹配效果，避免了復雜的adc采樣或者信號處理單元，電路簡單，功耗極低，僅在開關過程消耗能量，特別適用于微弱能量采集環(huán)境；

2.本發(fā)明采樣比較模塊不需要運算放大器等高增益元件，本發(fā)明所用的比較器為鐘控鎖存器類型電壓誤差比較器，其僅在切換周期有少量能量消耗，降低了系統(tǒng)功耗，同時也降低了系統(tǒng)設計的復雜程度；

3.邏輯算法控制模塊利用微分算子法及二分法等優(yōu)值尋找方法，根據(jù)采樣比較模塊的反饋然后通過電容權(quán)重逐位調(diào)整可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡，提高匹配效果，實現(xiàn)自動調(diào)控；

4.本發(fā)明可以使用標準cmos工藝，實現(xiàn)全集成化，降低生產(chǎn)成本。

在上述技術方案的基礎上，本發(fā)明還可以做如下改進。

進一步，本發(fā)明的系統(tǒng)還包括低啟動電壓振蕩器，所述倍壓整流電路的輸出端上連接有儲能電容，所述邏輯算法控制模塊上設有時鐘信號輸入端，所述低啟動電壓振蕩器的輸入端連接在所述倍壓整流電路與所述儲能電容之間的公共端上，所述低啟動電壓振蕩器的輸出端連接在所述邏輯算法控制模塊的時鐘信號輸入端上，用于給所述邏輯算法控制模塊提供時鐘信號。

采用上述進一步方案的有益效果是：低啟動電壓振蕩器給所述邏輯算法控制模塊提供時鐘信號，保證邏輯算法控制模塊正常工作。

進一步，所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡還包含有固定式電感l(wèi)、固定式電容cfix1和固定式電容cfix2，所述固定式電感l(wèi)的一端與所述固定式電容cfix1的一端電連接，所述固定式電感l(wèi)的另一端與所述固定式電容cfix2的一端電連接，所述固定式電容cfix1的另一端和所述固定式電容cfix2的另一端均分別接地，所述固定式電感l(wèi)的兩端還分別電連接在所述天線和所述倍壓整流電路的輸入端上；

所述π型可調(diào)電容陣列設有兩組，分別為第一組π型可調(diào)電容陣列和第二組π型可調(diào)電容陣列，所述第一組π型可調(diào)電容陣列與所述固定式電容cfix1并聯(lián)，所述第二組π型可調(diào)電容陣列與所述固定式電容cfix2并聯(lián)；

所述第一組π型可調(diào)電容陣列和第二組π型可調(diào)電容陣列均分別包括n個并聯(lián)的可調(diào)電容，n個并聯(lián)的可調(diào)電容的大小分別為2^n-1c至c，每個所述可調(diào)電容上分別串聯(lián)有一個可控開關，所述第一組π型可調(diào)電容陣列中的n個所述可控開關分別為開關bn-1至開關b0，所述第二組π型可調(diào)電容陣列中的n個所述可控開關分別為開關bbn-1至開關bb0；

所述第一組π型可調(diào)電容陣列中還并聯(lián)有一個容值大小為c的單位電容c01，所述單位電容c01串聯(lián)有控制開關bc；

所述第二組π型可調(diào)電容陣列中還并聯(lián)有一個容值大小為c的單位電容c02，所述單位電容c02串聯(lián)有控制開關bbc。

所述邏輯算法控制模塊上設有2n+2位開關控制輸出端，所述邏輯算法控制模塊上的2n+2位開關控制輸出端對應的與所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡中的開關bn-1至開關b0、開關bbn-1至開關bb0、控制開關bc和控制開關bbc相連接。

采用上述進一步方案的有益效果是：可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡中的可調(diào)電容采用二進制加權(quán)，可用少量位數(shù)的電容實現(xiàn)大范圍的阻抗調(diào)控。

進一步，所述采樣比較模塊包括采樣保持單元和比較器，所述采樣保持單元包括正輸入端采樣保持電路和負輸入端采樣保持電路，所述邏輯算法控制模塊上設有采樣比較信號輸入端，所述負輸入端采樣保持電路的輸入端和正輸入端采樣保持電路的輸入端連接在所述倍壓整流模塊的輸出端上，所述負輸入端采樣保持電路的輸出端連接在所述比較器的負輸入端上，所述正輸入端采樣保持電路的輸出端連接在所述比較器的正輸入端上，所述比較器的輸出端與所述邏輯算法控制模塊的采樣比較信號輸入端相連。

采用上述進一步方案的有益效果是：因為本發(fā)明用于微弱能量獲取電路，系統(tǒng)整體功耗必須處于較低水平，因此在系統(tǒng)中不能采用有直流功耗的電路，其中鎖存型比較器(latch-type)由于內(nèi)部含有強烈正反饋，比較速度快，且僅在開關過程中有少量直流功耗，特別適用于本發(fā)明的系統(tǒng)。

進一步，所述負輸入端采樣保持電路和正輸入端采樣保持電路對稱，

所述負輸入端采樣保持電路包括開關s1、電容c1、開關s3、電容c3和開關sdivide1，所述開關s1的一端與所述倍壓整流電路的輸出端相連，所述開關s1的另一端與所述電容c1的一端相連，所述電容c1的另一端接地，所述開關s3的一端接地，所述開關s3的另一端與所述比較器的負輸入端相連，所述電容c3的一端接地，所述電容c3的另一端與所述比較器的負輸入端相連，所述開關sdivide1的一端與所述開關s1與電容c1之間的公共端相連，所述開關sdivide1的另一端與所述比較器的負輸入端相連；

所述正輸入端采樣保持電路包括開關s2、電容c2、開關s4、電容c4和開關sdivide2，所述開關s2的一端與所述倍壓整流電路的輸出端相連，所述開關s2的另一端與所述電容c2的一端相連，所述電容c2的另一端接地，所述開關s4的一端接地，所述開關s4的另一端與所述比較器的正輸入端相連，所述電容c4的一端接地，所述電容c4的另一端與所述比較器的正輸入端相連，所述開關sdivide2的一端與所述開關s2與電容c2之間的公共端相連，所述開關sdivide2的另一端與所述比較器的正輸入端相連。

采用上述進一步方案的有益效果是：所述負輸入端采樣保持電路和正輸入端采樣保持電路能夠采集倍壓整流電路輸出的電壓值，同時能夠?qū)⒎謮汉蟮碾妷褐递斔徒o比較器，防止因采樣得到的電壓過高而超過比較器輸入范圍。

進一步，本發(fā)明的系統(tǒng)還包括延時模塊，所述延時模塊包括第一信號延時緩沖器和第二信號延時緩沖器，所述邏輯算法控制模塊上設有en_div信號輸出端、開關s1控制信號輸出端和開關s2控制信號輸出端，所述第一信號延時緩沖器的輸入端與所述邏輯算法控制模塊的en_div信號輸出端相連，所述第一信號延時緩沖器的輸出端與所述采樣保持單元的開關sdivide1和開關sdivide2相關聯(lián)用于控制所述開關sdivide1和開關sdivide2的通斷，所述第一信號延時緩沖器的輸出端還與所述第二信號延時緩沖器的輸入端相連，所第二信號延時緩沖器的輸出端與所述比較器的使能端相連，所述邏輯算法控制模塊的開關s1控制信號輸出端與所述采樣保持單元中的開關s1相關聯(lián)用于控制開關s1的通斷，所述邏輯算法控制模塊的開關s2控制信號輸出端與所述采樣保持單元中的開關s2相關聯(lián)用于控制開關s2的通斷。

采用上述進一步方案的有益效果是：延時模塊是由兩個級聯(lián)的延時緩沖器構(gòu)成，用于延時控制信號，防止比較器由于開關閉合瞬間產(chǎn)生的信號的抖動噪聲判斷錯誤。

基于上述一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)，本發(fā)明還提供一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配方法。

一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配方法，利用上述所述的一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)對射頻能量采集電路中的阻抗進行匹配，包括以下步驟，

步驟1，所述采樣比較模塊在所述邏輯控制模塊的微分算子法控制下對倍壓整流電路輸出的電壓進行連續(xù)兩次采樣，并對連續(xù)兩次采樣的電壓進行比較；

步驟2，所述邏輯算法控制模塊根據(jù)連續(xù)兩次采樣的電壓的比較結(jié)果判斷出π型可調(diào)電容陣列的電容調(diào)整方向，并根據(jù)電容調(diào)整方向利用電容值二分法按照電容權(quán)重逐次調(diào)整并入所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡中可調(diào)電容的數(shù)量；

步驟3，所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡根據(jù)并入π型可調(diào)電容陣列的電容數(shù)量來匹配所述天線與倍壓整流電路之間的阻抗。

本發(fā)明的有益效果是：本發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配方法具有以下有益效果，

1.通過判斷倍壓整流電路輸出電壓得到當前阻抗匹配效果，避免了復雜的adc采樣或者信號處理單元，電路簡單，功耗極低，僅在開關過程消耗能量，特別適用于微弱能量采集環(huán)境；

2.本發(fā)明采樣比較模塊不需要運算放大器等高增益元件，本發(fā)明所用的比較器為鐘控鎖存器類型電壓誤差比較器，其僅在切換周期有少量能量消耗，降低了系統(tǒng)功耗，同時也降低了系統(tǒng)設計的復雜程度；

3.邏輯算法控制模塊利用微分算子法及二分法等優(yōu)值尋找方法，根據(jù)采樣比較模塊的反饋然后通過電容權(quán)重逐位調(diào)整可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡，提高匹配效果，實現(xiàn)自動調(diào)控；

4.本發(fā)明可以使用標準cmos工藝，實現(xiàn)全集成化，降低生產(chǎn)成本。

在上述技術方案的基礎上，本發(fā)明還可以做如下改進。

進一步，所述步驟1具體為，

步驟11，在所述邏輯算法控制模塊的控制下初始化所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡，使兩組所述π型可調(diào)電容陣列均分別接入最大位電容2^n-1c；

步驟12，所述采樣比較模塊在所述邏輯控制模塊的控制下執(zhí)行一次微分算子運算。

進一步，步驟12中微分算子運算的具體過程為，

步驟121，將控制開關bc或控制開關bbc閉合，控制負輸入端采樣保持電路進行一次采樣；

步驟122，將控制開關bc或控制開關bbc打開，控制正輸入端采樣保持電路進行一次采樣。

進一步，在步驟2中，所述邏輯算法控制模塊根據(jù)連續(xù)兩次采樣的電壓的比較結(jié)果判斷出π型可調(diào)電容陣列的電容調(diào)整方向的依據(jù)是：離散信號處理中，▽f(k)＝f(k)-f(k-1)；其中，π型可調(diào)電容陣列的電容調(diào)整方向包括：增加并入可調(diào)電容的數(shù)量和減少并入可調(diào)電容的數(shù)量。

采用上述進一步方案的有益效果是：利用微分算子運算解決了電容調(diào)整方向的重大問題，使得電容調(diào)整更加準確有利于電壓上升；而且由于每次執(zhí)行微分運算時所增加的c僅為最小單位電容，因此即使調(diào)整方向錯誤，也不會令輸出電壓產(chǎn)生劇烈波動，從而影響后級電路。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有技術中能量收集電路的結(jié)構(gòu)框圖；

圖2-1為現(xiàn)有技術中π型阻抗匹配電路的結(jié)構(gòu)圖；

圖2-2為現(xiàn)有技術中l(wèi)型阻抗匹配電路的結(jié)構(gòu)圖；

圖3為現(xiàn)有技術中光伏發(fā)電領域動態(tài)阻抗等效匹配結(jié)構(gòu)框圖；

圖4為現(xiàn)有技術中無線輸電領域利用無線電傳輸電力能量的結(jié)構(gòu)框圖；

圖5為本發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖；

圖6為本發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)的整體電路結(jié)構(gòu)原理圖；

圖7-1為本發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)中可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡原理圖；

圖7-2為本發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)中由4位電容陣列組成的可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡原理圖；

圖8為本發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)中采樣保持單元的結(jié)構(gòu)圖；

圖9為本發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配方法的流程圖；

圖10-1為發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配方法的微粉算子原理第一流程圖；

圖10-2為發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配方法的微粉算子原理第二流程圖；

圖11為本發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配方法的射頻能量采集電路中的天線、阻抗匹配網(wǎng)絡及負載的等效小信號電路圖；

圖12為對圖11中的等效阻抗進行仿真的結(jié)果曲線圖；

圖13為本發(fā)明一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配方法的整體流程圖。

具體實施方式

以下結(jié)合附圖對本發(fā)明的原理和特征進行描述，所舉實例只用于解釋本發(fā)明，并非用于限定本發(fā)明的范圍。

如圖5所示，一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)：其中，所述射頻能量采集電路包括用于接收射頻信號的天線，以及將天線接收到的射頻信號進行整流并升壓的倍壓整流電路；本發(fā)明的系統(tǒng)包括采樣比較模塊、邏輯算法控制模塊和可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡，所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡中包含有π型可調(diào)電容陣列；所述采樣比較模塊，其用于在所述邏輯控制模塊的微分算子法控制下對倍壓整流電路輸出的電壓進行連續(xù)兩次采樣，并對連續(xù)兩次采樣的電壓進行比較；所述邏輯算法控制模塊，其用于根據(jù)連續(xù)兩次采樣的電壓的比較結(jié)果判斷出π型可調(diào)電容陣列的電容調(diào)整方向，并根據(jù)電容調(diào)整方向利用電容值二分法按照電容權(quán)重逐次調(diào)整并入所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡中可調(diào)電容的數(shù)量；所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡，其用于根據(jù)并入π型可調(diào)電容陣列的電容數(shù)量來匹配所述天線與倍壓整流電路之間的阻抗。

在本具體實施例中，如圖6所示，本發(fā)明的系統(tǒng)還包括低啟動電壓振蕩器，所述倍壓整流電路的輸出端上連接有儲能電容，所述邏輯算法控制模塊上設有時鐘信號輸入端，所述低啟動電壓振蕩器的輸入端連接在所述倍壓整流電路與所述儲能電容之間的公共端上，所述低壓啟動振蕩器模塊的輸出端連接在所述邏輯算法控制模塊的時鐘信號輸入端上，低啟動電壓振蕩器輸出時鐘信號clk，用于給所述邏輯算法控制模塊提供時鐘信號。

在本具體實施例中，如圖7-1所示，所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡還包含有固定式電感l(wèi)、固定式電容cfix1和固定式電容cfix2(固定式電感l(wèi)、固定式電容cfix1和固定式電容cfix2共同組成基本π型匹配電路)，所述固定式電感l(wèi)的一端與所述固定式電容cfix1的一端電連接，所述固定式電感l(wèi)的另一端與所述固定式電容cfix2的一端電連接，所述固定式電容cfix1的另一端和所述固定式電容cfix2的另一端均分別接地，所述固定式電感l(wèi)的兩端還分別電連接在所述天線和所述倍壓整流電路的輸入端上；所述π型可調(diào)電容陣列設有兩組，分別為第一組π型可調(diào)電容陣列和第二組π型可調(diào)電容陣列，所述第一組π型可調(diào)電容陣列與所述固定式電容cfix1并聯(lián)，所述第二組π型可調(diào)電容陣列與所述固定式電容cfix2并聯(lián)；所述第一組π型可調(diào)電容陣列和第二組π型可調(diào)電容陣列均分別包括n個并聯(lián)的可調(diào)電容，n個并聯(lián)的可調(diào)電容的大小分別為2^n-1c至c，每個所述可調(diào)電容上分別串聯(lián)有一個可控開關，所述第一組π型可調(diào)電容陣列中的n個所述可控開關分別為開關bn-1至開關b0，所述第二組π型可調(diào)電容陣列中的n個所述可控開關分別為開關bbn-1至開關bb0；所述第一組π型可調(diào)電容陣列中還并聯(lián)有一個容值大小為c的單位電容c01，所述單位電容c01串聯(lián)有控制開關bc；所述第二組π型可調(diào)電容陣列中還并聯(lián)有一個容值大小為c的單位電容c02，所述單位電容c02串聯(lián)有控制開關bbc(單位電容c01和單位電容c02用于執(zhí)行微分運算)；所述邏輯算法控制模塊上設有2n+2位開關控制輸出端，所述邏輯算法控制模塊上的2n+2位開關控制輸出端對應的與所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡中的開關bn-1至開關b0、開關bbn-1至開關bb0、控制開關bc和控制開關bbc相連接。

在本發(fā)明的系統(tǒng)中，所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡的工作原理如下：開關bi和bbi(i＝0，1,……n-1)默認處于斷開狀態(tài)，在最初上電時，固定電感l(wèi)與固定電容cfix1、cfix2組成傳統(tǒng)π型阻抗匹配電路對天線與倍壓整流電路進行匹配，此時固定電感l(wèi)或固定電容cfix1、cfix2的大小可以使用實驗網(wǎng)絡分析儀測出；該π型阻抗匹配電路對天線與倍壓整流電路進行初步匹配，此時參數(shù)并不一定是當前環(huán)境下的最佳匹配；當本發(fā)明的系統(tǒng)其他部分模塊正常工作后，邏輯算法控制模塊會依次調(diào)整可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡中與π型可調(diào)電容陣列相對應的開關bn-1～b0、bbn-1～bb0，通過調(diào)整π型匹配網(wǎng)絡中并聯(lián)電容的大小來達到改變可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡的數(shù)值的作用。π型可調(diào)電容陣列對應的可調(diào)開關在算法的控制下依次接通，尋找在該使用條件下的倍壓整流輸出的最優(yōu)值。π型可調(diào)電容陣列中的電容以二進制加權(quán)組成，其在邏輯算法控制模塊對可調(diào)開關的控制下進行組合，調(diào)整并聯(lián)入π型阻抗匹配電路中的電容數(shù)量，以此來改變可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡的匹配點，通過少量位數(shù)即可實現(xiàn)大范圍調(diào)整。

在本具體實施例中，如圖6所示，所述采樣比較模塊包括采樣保持單元和比較器，所述采樣保持單元包括負輸入端采樣保持電路和正輸入端采樣保持電路，所述邏輯算法控制模塊上設有采樣比較信號輸入端，所述負輸入端采樣保持電路的輸入端和正輸入端采樣保持電路的輸入端連接在所述倍壓整流模塊的輸出端上，所述負輸入端采樣保持電路的輸出端連接在所述比較器的負輸入端上，所述正輸入端采樣保持電路的輸出端連接在所述比較器的正輸入端上，所述比較器的輸出端與所述邏輯算法控制模塊的采樣比較信號輸入端相連。

具體的，如圖8所示，所述負輸入端采樣保持電路和正輸入端采樣保持電路對稱：所述負輸入端采樣保持電路包括開關s1、電容c1、開關s3、電容c3和開關sdivide1，所述開關s1的一端與所述倍壓整流電路的輸出端相連，所述開關s1的另一端與所述電容c1的一端相連，所述電容c1的另一端接地，所述開關s3的一端接地，所述開關s3的另一端與所述比較器的負輸入端相連，所述電容c3的一端接地，所述電容c3的另一端與所述比較器的負輸入端相連，所述開關sdivide1的一端與所述開關s1與電容c1之間的公共端相連，所述開關sdivide1的另一端與所述比較器的負輸入端相連；所述正輸入端采樣保持電路包括開關s2、電容c2、開關s4、電容c4和開關sdivide2，所述開關s2的一端與所述倍壓整流電路的輸出端相連，所述開關s2的另一端與所述電容c2的一端相連，所述電容c2的另一端接地，所述開關s4的一端接地，所述開關s4的另一端與所述比較器的正輸入端相連，所述電容c4的一端接地，所述電容c4的另一端與所述比較器的正輸入端相連，所述開關sdivide2的一端與所述開關s2與電容c2之間的公共端相連，所述開關sdivide2的另一端與所述比較器的正輸入端相連。

在所述采樣比較模塊中，由于采樣保持單元在比較器正輸入端與負輸入端各有一個網(wǎng)絡，采樣保持單元中的負輸入端采樣保持電路和正輸入端采樣保持電路完全對稱(開關s1與開關s2對稱，電容c1與電容c2對稱，開關s3與開關s4對稱，電容c3與電容c4對稱，虛線框內(nèi)有兩個sdivide開關，分別為開關sdivide1和開關sdivide2)，因此本具體實施例中僅以負輸入端采樣保持電路為例進行解釋說明，具體解釋說明如下：開關s1的一端接倍壓整流電路的輸出，另一端接電容c1，電容c1用于儲存倍壓整流電路輸出的電壓；電容c3的一端接地，另一端接比較器的負輸入端，其用于對電容c1上儲存的電壓進行分壓，防止由于c1采樣得到的電壓過高而超過比較器的輸入范圍；開關s3的一端接地，另一端接比較器的負輸入端，開關s3用于在采樣周期對電容c3進行放電，其控制信號與開關s1的控制信號相同；開關sdivide1的一端接開關s1和電容c1的公共端，另一端接比較器的負輸入端，其用于在采樣周期斷開對電容c1與電容c3進行隔離，在分壓周期閉合連通定容c1與電容c3進行分壓。

在所述采樣比較模塊，比較器使用鐘控鎖存型的比較器，其共有三個輸入端口，一個輸出端口；其正、負輸入端用于輸入比較信號，使能端(comp)用于控制何時發(fā)起比較操作，輸出端口輸出比較結(jié)果。

在本發(fā)明的系統(tǒng)中，所述比較器的工作原理如下：因為本發(fā)明的系統(tǒng)用于微弱能量獲取電路，系統(tǒng)整體功耗必須處于較低水平，因此在本發(fā)明的系統(tǒng)中不能采用有直流功耗的電路，其中鐘控可再生的比較器由于內(nèi)部含有強烈正反饋因此比較速度快，且僅在開關過程中有少量直流功耗，特別適用于本發(fā)明。

在本具體實施例中，如圖6所示，本發(fā)明的系統(tǒng)還包括延時模塊，所述延時模塊包括第一信號延時緩沖器和第二信號延時緩沖器，所述邏輯算法控制模塊上設有en_div信號輸出端、開關s1控制信號輸出端和開關s2控制信號輸出端，所述第一信號延時緩沖器的輸入端與所述邏輯算法控制模塊的en_div信號輸出端相連，所述第一信號延時緩沖器的輸出端與所述采樣保持單元的開關sdivide1和開關sdivide2相關聯(lián)用于控制所述開關sdivide1和開關sdivide2的通斷，所述第一信號延時緩沖器的輸出端還與所述第二信號延時緩沖器的輸入端相連，所第二信號延時緩沖器的輸出端與所述比較器的使能端相連，所述邏輯算法控制模塊的開關s1控制信號輸出端與所述采樣保持單元中的開關s1相關聯(lián)用于控制開關s1的通斷，所述邏輯算法控制模塊的開關s2控制信號輸出端與所述采樣保持單元中的開關s2相關聯(lián)用于控制開關s2的通斷。第一信號延時緩沖器和第二信號延時緩沖器，其用于產(chǎn)生信號延時，防止在比較器中由于開關通斷導致的信號毛刺影響比較結(jié)果。

在本發(fā)明的系統(tǒng)中，所述延時模塊的工作原理如下：進行延時的主要目的是考慮可靠性，邏輯算法控制模塊輸出的en_div信號經(jīng)過第一信號延時緩沖器后作為控制信號控制開關sdivide1和開關sdivide2，再經(jīng)第二信號延時緩沖器后作為控制信號控制比較器進行判斷前后兩次電壓的采樣值，如果開關s2的接通與開關sdivide2的接通同時發(fā)生，此時兩個開關可能會同時導通，倍壓整流電路輸出的vdd_rect直接被導通到地，造成能量的極大浪費，因此本發(fā)明的系統(tǒng)在開關s2接通之后延時一段時間再接通開關sdivide2進行分壓操作。同理，當開關sdivide1和開關sdivide2接通之后，電容c1與電容c3、電容c2與電容c4進行電荷分享，此時電壓處于轉(zhuǎn)換階段，輸出電壓并不穩(wěn)定，如果此時進行比較器判斷操作，可能會發(fā)生誤判斷現(xiàn)象，因此在開關sdivide1和開關sdivide2接通之后延時一段時間再控制比較器進行判斷操作，如此操作保證了比較器判斷結(jié)果的可靠性；但同時延時總時間不能超過一個時鐘周期，防止系統(tǒng)判斷錯誤。

基于上述一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)，本發(fā)明還提供一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配方法。

如圖9所示，一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配方法，利用上述所述的一種射頻能量采集電路中的π型阻抗自動匹配系統(tǒng)對射頻能量采集電路中的阻抗進行匹配，包括以下步驟，

步驟1，所述采樣比較模塊在所述邏輯控制模塊的微分算子法控制下對倍壓整流電路輸出的電壓進行連續(xù)兩次采樣，并對連續(xù)兩次采樣的電壓進行比較；

步驟2，所述邏輯算法控制模塊根據(jù)連續(xù)兩次采樣的電壓的比較結(jié)果判斷出π型可調(diào)電容陣列的電容調(diào)整方向，并根據(jù)電容調(diào)整方向利用電容值二分法按照電容權(quán)重逐次調(diào)整并入所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡中可調(diào)電容的數(shù)量；

步驟3，所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡根據(jù)并入π型可調(diào)電容陣列的電容數(shù)量來匹配所述天線與倍壓整流電路之間的阻抗。

所述步驟1具體為，

步驟11，在所述邏輯算法控制模塊的控制下初始化所述可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡，使兩組所述π型可調(diào)電容陣列均分別接入最大位電容2^n-1c；

步驟12，所述采樣比較模塊在所述邏輯控制模塊的控制下執(zhí)行一次微分算子運算。

利用微分算子判斷電容大小調(diào)整方向是本算法的核心部分，下面結(jié)合圖10-1和圖10-2對微分算子法進行介紹：

步驟12中微分算子運算的具體過程為，

步驟121，將控制開關bc或控制開關bbc閉合，控制負輸入端采樣保持電路進行一次采樣；

步驟122，將控制開關bc或控制開關bbc打開，控制正輸入端采樣保持電路進行一次采樣。

在步驟2中，所述邏輯算法控制模塊根據(jù)連續(xù)兩次采樣的電壓的比較結(jié)果判斷出π型可調(diào)電容陣列的電容調(diào)整方向的依據(jù)是：離散信號處理中，▽f(k)＝f(k)-f(k-1)；其中，π型可調(diào)電容陣列的電容調(diào)整方向包括：增加并入可調(diào)電容的數(shù)量和減少并入可調(diào)電容的數(shù)量。由于在離散信號處理中，▽f(k)＝f(k)-f(k-1)，該結(jié)果即為在該匹配電容下s21曲線的斜率。當比較器輸出電壓為高，說明此次匹配嘗試有利于電壓升高，電容陣列應往增加電容方向調(diào)整；當比較器輸出電壓為低，說明此次匹配嘗試不利于電壓升高，電容陣列應往減小電容方向調(diào)整。

在本發(fā)明的方法中，邏輯算法控制模塊主要用于實現(xiàn)控制工作狀態(tài)跳轉(zhuǎn)、控制采樣比較模塊的開關時序和根據(jù)反饋回來的電壓比較結(jié)果選擇可調(diào)阻抗匹配網(wǎng)絡開關的功能；其算法思想在于：利用微分算子法判斷電容調(diào)整方向及利用二分法的優(yōu)值尋找方法加快優(yōu)值尋找速度。

在射頻能量傳輸領域中，將整個系統(tǒng)(天線、π型匹配網(wǎng)絡、負載)的等效電路用二端口網(wǎng)絡表示，其等效電路如圖11所示。從負載端向源端看去，計算等效阻抗：

其中已知負載阻抗為：

zl＝r-jx

倍壓整流輸入端由于寄生電容的影響，一般表現(xiàn)為容性。已知從負載向源端等效阻抗zs’與負載阻抗zl，根據(jù)二端口網(wǎng)絡計算公式可得出s參數(shù)與匹配電容c1、c2的關系。圖12為s參數(shù)仿真結(jié)果，表示當匹配電容c2不變化時改變匹配電容c1對s21參數(shù)性能的影響。由于s21參數(shù)表示二端口網(wǎng)絡正向傳輸系數(shù)，可利用此參數(shù)表征當能量通過該網(wǎng)絡時被負載所吸收的能量大小，s21參數(shù)越大，能量通過率越高。此外由于倍壓整流電壓輸出幅值與輸入能量大小成正比關系，因此可推出倍壓整流電壓輸出幅值與s21參數(shù)成正比。

下面結(jié)合圖7-2(本具體實施例中電容陣列為4位，實際使用中包括但不局限于四位)和圖12(取阻抗典型值30-j100作說明使用，對此阻抗進行匹配)對邏輯算法控制模塊的工作原理進行說明。

如圖13所示，固定式電感l(wèi)和固定式電容cfix1、cfix2，其共同組成基本π型匹配電路對電路進行初步匹配。首先，在復位狀態(tài)時所有開關關閉。進一步，打開開關b3和開關bb3，將兩組電容陣列中電容數(shù)目調(diào)整至最大數(shù)量的一半，此時阻抗匹配點處于s21匹配圖中點①。進一步，針對π型匹配網(wǎng)絡左側(cè)電容執(zhí)行一次微分算子，如s21圖所示，斜率為負，所以電容陣列應往減小的方向調(diào)整。進一步，撤銷開關b3，同時打開開關b2。進一步，針對π型匹配網(wǎng)絡右側(cè)電容執(zhí)行一次微分算子，判斷其電容調(diào)整方向，并相應的調(diào)整電容陣列中電容數(shù)量。以相同思想進行循環(huán)，直至調(diào)整至最后一位開關b0、開關bb0。

當算法調(diào)整開關至最后一位開關b0后，算法流程圖13中主循環(huán)結(jié)束，此時需再針對π型匹配網(wǎng)絡左、右側(cè)電容各執(zhí)行一次微分算子，其意義在于：如s21匹配效果圖所示，當在節(jié)點④執(zhí)行微分算子后判斷斜率為負，此時算法將撤銷開關b1同時接入開關b0。當循環(huán)結(jié)束時能量最優(yōu)點選取為⑤，并非節(jié)點④，若此時結(jié)束算法，并未尋找至最優(yōu)值。因此，在開關b0和開關bb0調(diào)整結(jié)束后在執(zhí)行一次微分算法，判斷單位電容c01和單位電容c02接入后對網(wǎng)絡的影響，從而尋找至最優(yōu)節(jié)點④。至此，算法結(jié)束，阻抗匹配網(wǎng)絡中各開關位已確定。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。