本發(fā)明涉及一種驅動電路與方法，特別涉及一種降壓式變換器的同步整流驅動電路與控制方法。

背景技術：

在非隔離式dc-dc降壓變換器中，為了提高轉換器的效率，通常采用同步整流管代替單向二極管。在電流經過同步整流管流向輸出端時，同步整流管的導通能夠代替單向二極管，消除單向二極管壓降，起到同步整流的作用，但電流也能夠經同步整流管從輸出端反向流回變換器，即同步整流的降壓變換器具有電流輸出和電流消耗兩種能力。

如圖1所示為傳統(tǒng)非隔離式dc-dc降壓變換器，通常由輸入端電容1、功率開關管2、儲能電感3、續(xù)流二極管4及輸出端電容5組成，這些器件以如圖1所示的連接方式連接在輸入電壓vin與輸出電壓vo之間。功率開關管2為典型的電子開關，比如為一個mosfet，該功率開關管受控于一個控制電路，比如為一個響應于輸出電壓vo的pwm控制器(圖中未給出)。當功率開關管2導通時，輸出端電容5由輸入電壓vin通過功率開關管2及儲能電感3進行充電，得到低于輸入電壓vin的輸出電壓vo，當功率開關管2截止時，流經儲能電感3的電流通過續(xù)流二極管4得以維持。

在儲能電感3釋放能量的過程中，由于續(xù)流二極管4存在二極管壓降，為減小其損耗，通常采用功率mos管代替二極管，在圖1中如mos管6所示，通常定義為同步整流管，其兩端連接方式如圖中虛線所示。在同步整流管6工作時，降低了續(xù)流二極管4兩端的壓降。與采用續(xù)流二極管4所不同的是，采用同步整流管6允許電流雙向流動，即電流既可以從位置8流向位置7，又可以從位置7流向位置8，所以電路不允許功率開關管2與同步整流管6同時導通，這樣會造成輸入端對地短路。為了防止因功率開關管2與同步整流管6共通導致輸入端vin對地gnd短路，同步整流管6通常采用與功率開關管2控制信號互補的控制信號進行驅動。

采用互補型驅動控制的dc-dc降壓變換器中，通常在控制電路啟動時，功率開關管2驅動信號占空比從小增大，由于同步整流管6驅動電平與功率開關管驅動信號互補，在電路啟動時同步整流管6的驅動信號會表現為持續(xù)較長時間的高電平。

如圖2所示為某一常用驅動芯片在電路啟動時，同步整流管6的驅動信號波形，在持續(xù)長達數百毫秒時間內，驅動信號保持為持續(xù)的高電平，當應用在給電池等儲能設備供電場合中時，輸出儲能設備中的電壓會經同步整流管6反向給儲能電感3充電，由于持續(xù)時間長，持續(xù)增大的電流會燒壞同步整流管6，或者在同步整流管6關斷時，儲能電感的電流會經功率開關管2反向流回至輸入端vin中，過大的電流會導致功率開關管2損壞。

當采用互補型驅動的具有同步整流功能的非隔離式dc-dc降壓變換器應用在給電池、電容等儲能設備充電場合，或在輸出端電容5電壓未下降為0v時重新起機，或因熱插拔等任何能夠導致同步整流管6持續(xù)導通狀態(tài)現象存在時，都有導致電路損壞的風險。

因此，為了解決因同步整流管6持續(xù)導通引起的損壞問題，需要一種同步整流驅動電路，該電路能夠限制同步整流管持續(xù)導通時間，即能夠限制同步整流管反向電流的大小，以防止電路損壞。

技術實現要素：

有鑒于此，本發(fā)明為了解決非隔離dc-dc降壓變換器啟動過程易出現的同步整流管持續(xù)導通引起的損壞問題，提出了一種降壓式變換器的同步整流驅動電路與方法。

一種降壓變換器同步整流驅動電路，包括控制電路、驅動電路以及同步整流控制信號調節(jié)電路，所述控制電路的輸出端連接所述同步整流控制信號調節(jié)電路的輸入端，所述同步整流控制信號調節(jié)電路的輸出端連接所述驅動電路輸入端；該控制電路用于輸出互補型驅動信號，該驅動電路用于將驅動能力較弱的驅動信號轉化為驅動能力較強的驅動脈沖，該同步整流控制信號調節(jié)電路可將同步整流驅動信號進行調節(jié)，使互補型驅動脈沖之間加入死區(qū)時間，同時限制最長的驅動脈沖時間。

所述控制電路至少包括兩個端：功率開關管控制信號輸出端hd和同步整流管控制信號輸出端ld，功率開關管控制信號輸出端hd和同步整流管控制信號輸出端ld輸出兩個互補的驅動信號；所述同步整流管控制信號輸出端ld連接所述同步整流控制信號調節(jié)電路的輸入端；

所述驅動電路為降壓變換器的功率開關管驅動電路和同步整流管驅動電路，驅動電路至少包括四個端：功率開關管控制信號輸入端hi、同步整流管控制信號輸入端li以及功率開關管驅動輸出端ho和同步整流管驅動輸出端lo；所述同步整流管控制信號輸入端li連接所述同步整流控制信號調節(jié)電路的輸出端；

所述驅動電路的同步整流管控制信號輸入端li具有閥值判斷功能，當所述同步整流管控制信號輸入端li的電平高于比較基準電壓v1時，對應同步整流管驅動輸出端lo變?yōu)楦唠娖?，當所述同步整流管控制信號輸入端li的電平低于比較基準電壓v2時，對應同步整流管驅動輸出端lo變?yōu)榈碗娖健?/p>

優(yōu)選的，所述同步整流控制信號調節(jié)電路包括：輸入端1、接地端2、輸出端3、電容c1、電容c2、電阻r1、電阻r2、二極管d1、二極管d2、二極管d3；所述的輸入端1作為所述同步整流控制信號調節(jié)電路的輸入端，所述的輸出端3作為所述同步整流控制信號調節(jié)電路的輸出端；

所述的電容c1一端連接所述的輸入端1，所述的電容c1的另一端連接所述的二極管d2的陰極；所述的二極管d2陽極連接所述的接地端2；所述的電阻r1的一端連接所述的二極管d3的陽極，所述的電阻r1的另一端連接所述的電容c1與所述的二極管d2陰極的連接點；所述的二極管d3的陰極連接所述的輸出端3；所述的二極管d1陰極連接所述的輸入端1，二極管d1的陽極連接所述的輸出端3；所述的電容c2一端連接所述的輸出端3，所述的電容c2另一端連接所述的接地端2；所述的電阻r2一端連接所述的輸出端3，所述的電阻r2另一端連接所述的接地端2。

優(yōu)選的，所述的二極管d3的陽極連接到所述的電容c1與所述的二極管d2陰極的連接點，所述的二極管d3的陰極連接到所述電阻r1的另一端，所述電阻r1的一端連接所述的輸出端3。

優(yōu)選的，所述的電容c2的一端連接所述二極管d3的陽極與電阻r1的連接點，所述的電容c2的另一端連接所述的接地端2。

優(yōu)選的，所述比較基準電壓v1大于所述比較基準電壓v2。

一種降壓變換器同步整流控制方法，其特征在于：

所述的同步整流管控制信號輸入端li具有閥值判斷功能，當所述同步整流管控制信號輸入端li的電平高于比較基準電壓v1時，對應同步整流管驅動輸出端lo變?yōu)楦唠娖?，當所述同步整流管控制信號輸入端li的電平低于比較基準電壓v2時，對應同步整流管驅動輸出端lo變?yōu)榈碗娖剑?/p>

優(yōu)化所述的電容c1、所述的電容c2、所述的電阻r1及所述的電阻r2的參數，使得所述輸出端3的電壓上升至所述比較基準電壓v1時所用的時間為需要的死區(qū)時間，使得在所述的輸入端1電平為持續(xù)高電平時，所述的輸出端3電壓下降至所述比較基準電壓v2的時間約為大于等于1個開關周期，確保同步整流驅動高電平持續(xù)時間可控。

優(yōu)選的，所述比較基準電壓v1大于所述比較基準電壓v2。

工作原理：

控制電路的功率開關管控制信號輸出端hd與同步整流管控制信號輸出端ld可輸出互補的驅動信號，當同步整流管控制信號輸出端ld電平上升沿到來時，所述輸入端1電平由低變高，由于所述電容1的微分作用，在輸入端1電平由低變高的瞬間，電容1兩端的電壓仍基本保持為0v；同樣由于電容c2的電壓不能突變，在輸入端1電平由低變高的瞬間，電容c2兩端電壓也基本保持為0v，即輸出端3電平為0v；此時輸入端1與輸出端3之間的電壓主要分布在電阻r1上，流過電阻r1的電流為最大值，由于流過電阻r1的電流大小約等于流過電阻r2的電流與流入電容c2的電流之和，且由于輸出端3電壓約為0v，所以流過電阻r2的電流約為0a，即流入電容c2的電流為最大值，所以此時輸出端3電壓上升速度最快，電壓上升速度與電容c2及流過電阻r1的電流大小有關；隨著電流流過電容c1與電容c2的時間的推移，電容c1與電容c2兩端的電壓逐漸增大，電阻r1兩端的電壓隨之減小，流過電阻r1的電流逐漸減小，流過電阻r2的電流逐漸增大，輸出端3的電壓上升速度逐漸減慢，當輸出端3的電壓上升至驅動電路內部比較基準電壓v1時，驅動電路的同步整流管驅動輸出端lo電平由低變高，同步整流管驅動輸出端lo電平上升沿比控制電路的同步整流管控制信號輸出端ld電平上升沿的到來產生一定的時間延遲，這段延遲的時間便可作為功率開關管開通的驅動死區(qū)時間。

當電阻r1上的電流值下降到與電阻r2上的電流值相等時，輸出端3電平達到最大值，從此輸出端3電平開始下降；假設輸入端1高電平持續(xù)時間足夠長，在電阻r2的消耗作用下，電容c1兩端的電壓繼續(xù)增大，電容c2兩端的電壓逐漸減小，輸出端3的電平逐漸下降，當輸出端3電平下降到低于驅動電路內部比較基準電壓v2時，驅動電路的同步整流管控制信號輸出端ld電平由高變低，即在控制電路的同步整流管控制信號輸出端ld長時間持續(xù)為高電平時，驅動電路的同步整流管驅動輸出端lo電平在持續(xù)一段時間的高電平后便自動變?yōu)榈碗娖?，有效的限制了同步整流管的持續(xù)導通時間。

假設輸入端1高電平持續(xù)時間較短，在輸出端3電平尚未下降到低于驅動電路內部比較基準電壓v2時，輸入端1電平由高變低，電容c2上積累的電荷經二極管d1流入到輸入端1中，輸出端3電平迅速下降至低于驅動電路內部比較基準電壓v2，同步整流管關斷；同理，電容c1上積累的電荷經二極管d2流入到輸入端1中，完成電荷的釋放，在輸入端1下一個高電平到來時，電路便可重復以上動作，完成同步整流管的驅動。

在正常的驅動過程中，在輸入端1電平下降沿到來之前，輸出端3電平高于驅動電路內部比較基準電壓v2，即輸入端1電平為高電平時，同步整流管持續(xù)導通且不會提前關斷，在電源起機或熱插拔等情況下，電源環(huán)路通常受擾動較大，同步整流管控制信輸出端ld高電平持續(xù)時間較長，通常大于1個開關周期，此時在輸入端1電平下降沿到來之前，輸出端3電平低于驅動電路內部比較基準電壓v2，同步整流管導通一段時間之后便提前關斷，縮短了降壓變換器輸出端電壓對儲能電感的反向充電時間，大大減小了反向充電電流的大小，解決了降壓變換器易出現的電流倒灌引起的損壞問題風險。

本發(fā)明的有益效果：

本發(fā)明通過在控制電路與驅動電路之間加入控制信號調節(jié)電路，將控制電路輸出的互補驅動信號之間加入了死區(qū)時間的同時，又限制了同步整流管持續(xù)導通時間，限制了降壓變換器反向電流的大小，解決了具有同步整流功能的降壓變換器易出現的電流倒灌引起的損壞問題，提高了產品的可靠性。

附圖說明

圖1為傳統(tǒng)dc-dc降壓變換器原理圖；

圖2為一常用互補型驅動芯片在啟動時的同步整流驅動波形；

圖3為第一實施例的原理圖；

圖4為第二實施例的原理圖；

圖5為第一實施例電路在穩(wěn)態(tài)工作情況下：同步整流管控制信號輸出端ld、同步整流管控制信號輸入端li及同步整流管驅動輸出端lo的波形圖；

圖6為第一實施例電路在起機瞬態(tài)時同步整流管控制信號輸出端ld、同步整流管控制信號輸入端li及同步整流管驅動輸出端lo的波形圖。

圖7為第一實施例電路起機過程中同步整流管控制信號輸出端ld、同步整流管控制信號輸入端li及同步整流管驅動輸出端lo的波形圖。

具體實施方式

第一實施例

如圖3所示為第一實施例的原理圖，一種降壓變換器同步整流驅動電路，其特征在于：包括控制電路、驅動電路以及同步整流控制信號調節(jié)電路，所述控制電路輸出端連接所述同步整流控制信號調節(jié)電路輸入端，所述同步整流控制信號調節(jié)電路輸出端連接所述驅動電路輸入端；所述同步整流控制信號調節(jié)電路包括：輸入端1，接地端2，輸出端3以及電容c1、電容c2、電阻r1、電阻r2、二極管d1、二極管d2、二極管d3；所述的電容c1一端連接所述的輸入端1，另一端連接所述的二極管d2的陰極；所述的二極管d2陽極連接所述的接地端2；所述的電阻r1一端連接所述的二極管d3的陽極，r1的另一端連接所述的電容c1與所述的二極管d2陰極的連接點；所述的二極管d3的陰極連接所述的輸出端3；所述的二極管d1陰極連接所述的輸入端1，二極管d1的陽極連接所述的輸出端3；所述的電容c2一端連接所述的輸出端3，另一端連接所述的接地端2；所述的電阻r2一端連接所述的輸出端3，另一端連接所述的接地端2。

電阻r1與二極管d3連接順序可互換，即二級管d3的陽極連接電容c1與二極管d2陰極的連接點，二級管d3的陰極經電阻r1所述輸出端3。

所述控制電路為降壓變換器的主控制電路，至少包括兩個端：功率開關管控制信號輸出端hd和同步整流管控制信號輸出端ld，可輸出互補驅動信號；所述輸入端1連接所述控制電路的同步整流管控制信號輸出端ld。

所述驅動電路為降壓變換器的功率開關管和同步整流管驅動電路，至少包括四個端：功率開關管控制信號輸入端hi、同步整流管控制信號輸入端li以及功率開關管驅動輸出端ho和同步整流管驅動輸出端lo；所述輸出端3連接所述驅動電路的同步整流管控制信號輸入端li。

一種降壓變換器同步整流方法，所述驅動電路同步整流管控制信號輸入端li具有閥值判斷功能，當所述同步整流管控制信號輸入端li電平高于比較基準電壓v1時，對應同步整流管驅動輸出端lo變?yōu)楦唠娖?，當所述同步整流管控制信號輸入端li電平低于比較基準電壓v2時，對應同步整流管驅動輸出端lo變?yōu)榈碗娖健?/p>

優(yōu)化電容c1、電容c2、電阻r1及電阻r2的參數，使得輸出端3的電壓上升至比較基準電壓v1時所用的時間為需要的死區(qū)時間，使得在輸入端1電平為持續(xù)高電平時，輸出端3電壓下降至比較基準電壓v2的時間為1個開關周期或者大于1個開關周期，確保同步整流驅動高電平持續(xù)時間可控。

比較基準電壓v1大于比較基準電壓v2。

原理簡述：

如圖5所示，本實施例中控制電路采用lm5041控制芯片以及相關的外圍電路，其功率開關管控制信號輸出端hd與同步整流管控制信號輸出端ld可輸出互補的驅動信號，當同步整流輸出控制信號上升沿到來時，所述輸入端1電平由低變高，由于所述電容c1的微分作用，在輸入端1電平由低變高的瞬間，所述二極管d3的陽極電平可認為跟隨輸入端1的電平，電容c1兩端的電壓仍基本保持為0v；同樣由于電容c2的電壓不能突變，在輸入端1電平由低變高的瞬間，電容c2兩端電壓也基本保持為0v，即輸出端3電平為0v；此時流過電阻r1和流入電容c2的電流為最大，輸出端3電壓上升速度最快；隨著電流流過電容c1與電容c2的時間的推移，電容c1與電容c2兩端的電壓逐漸增大，流過電阻r1的電流逐漸減小，流過電阻r2的電流逐漸增大，輸出端3的電壓上升速度逐漸減慢。

本實施例中驅動電路采用ucc27201控制芯片及其相關外圍電路，其內部比較基準電壓v1與v2分別約為1.6v與1.4v，當輸出端3的電壓上升至1.6時，ucc27201芯片的lo引腳電平由低變高，相對lm5041芯片的ld引腳電平上升沿有一定的時間延遲，這段延遲的時間為功率開關管關斷到同步整流管開通的驅動死區(qū)時間。

當電阻r1上的電流值下降到與電阻r2上的電流值相等時，輸出端3電平達到最高，從此輸出端3電平開始下降；假設輸入端1高電平持續(xù)時間足夠長，在電阻r2的消耗作用下，輸出端3的電平逐漸下降，當輸出端3電平下降到低于ucc27201內部比較基準電壓1.4v時，lo電平由高變低，即在同步整流控制信號長時間持續(xù)為高電平時，lo電平在持續(xù)一段時間的高電平后便自動變?yōu)榈碗娖?，有效的限制了同步整流管的導通時間。

假設ld高電平持續(xù)時間較短，在輸出端3電平尚未下降到低于1.4v時，ld電平由高變低，電容c2上積累的電荷經二極管d1流入到輸入端1中，li電平迅速下降至低于1.4v，lo電平由高變低，同理，電容c1上積累的電荷經二極管d2流入到ld中，完成電荷的釋放，在輸入端1下一個高電平到來時，電路邊可重復以上動作，完成同步整流管的驅動。

如圖6所示，在電源起機或熱插拔等情況下，電源環(huán)路通常受擾動較大，ld高電平持續(xù)時間較長，此時在ld電平下降沿到來之前，li電平便低于1.4v，同步整流管驅動輸出端lo電平提前變?yōu)榈碗娖?，同步整流管導通時間縮短，使降壓變換器輸出端電壓對儲能電感的反向充電時間縮短。如圖7所示為降壓變換器啟動時同步整流管的驅動波形，在同步整流管控制信號輸出端ld為持續(xù)高電平時，同步整流管驅動輸出端lo在持續(xù)約6微秒的高電平后便自動變?yōu)榈碗娖剑s短了電感的反向充電時間，大大減小了反向充電電流的大小，減小降壓變換器易出現的電流倒灌引起的損壞問題風險。

第二實施例

如圖4所示為第二實施例的原理圖，一種降壓變換器同步整流驅動電路，其特征在于：包括控制電路與驅動電路以及同步整流控制信號調節(jié)電路，所述控制電路輸出端連接所述同步整流控制信號調節(jié)電路輸入端，所述同步整流控制信號調節(jié)電路輸出端連接所述驅動電路輸入端；所述同步整流控制信號調節(jié)電路包括：輸入端1，接地端2，輸出端3以及電容c1、電容c2、電阻r1、電阻r2、二極管d1、二極管d2、二極管d3；所述的電容c1一端連接所述的輸入端1，另一端連接所述的二極管d2的陰極；所述的二極管d2陽極連接所述的接地端2；所述的電阻r1一端連接所述的電容c1與所述的二極管d2陰極的連接點，另一端與所述的二極管d3的陽極、所述的二極管d1的陽極及所述電容c2相連接；所述的二極管d3的陰極連接所述的輸出端3；所述的二極管d1陰極連接所述的輸入端1；所述的電容c2另一端連接所述的接地端2；所述的電阻r2一端連接所述的輸出端3，另一端連接所述的接地端2。

所述控制電路為降壓變換器的主控制電路，包括功率開關管控制信號輸出端hd和同步整流管控制信號輸出端ld，可輸出互補驅動信號；所述輸入端1連接所述控制電路的同步整流管控制信號輸出端ld。

所述驅動電路為降壓變換器的功率開關管驅動電路和同步整流管驅動電路，包括功率開關管控制信號輸入端hi、同步整流管控制信號輸入端li以及功率開關管驅動輸出端ho和同步整流管驅動輸出端lo；所述輸出端3連接所述驅動電路的同步整流管控制信號輸入端li。

本實施例中同步整流控制信號調節(jié)電路實現的功能與第一實施例的主要區(qū)別在于：在控制電路同步整流管控制信號輸出端ld由低電平變?yōu)楦唠娖綍r，輸入端1與接地端2之間的壓降主要分布在電阻r1，省去了第一實施例中二極管d3的壓降；當電容c2兩端的電壓上升至大于二極管d3的壓降時，輸出端3電平開始上升，即在電容c2兩端的電壓上升至d3二極管壓降之前，輸出端3一直保持約為0v；在控制電路同步整流管控制信號輸出端ld由高電平變?yōu)榈碗娖綍r，電容c2中的電荷會被二極管d1釋放，電容c2兩端電壓被鉗位為二極管d1壓降，由于存在二極管d3壓降，若二極管d1與二極管d3壓降相同，則輸出端3電壓約為0v，而第一實施例中輸出端3低電平電壓值最低約為二極管d1的壓降。

除上述不同外，本實施例工作原理同第一實施例，這里不再贅述。

以上僅是本發(fā)明的兩種優(yōu)選實施方式，上述優(yōu)選實施方式不應視為對本發(fā)明的限制，本發(fā)明中具體實施電路還可以做出其它多種形式的修改，在不脫離本發(fā)明上述基本技術思想前提下，對本發(fā)明進行的任何修改和修飾均落在本發(fā)明權利保護范圍之內。