本發(fā)明涉及一種高升壓比懸浮交錯(cuò)三電平dc/dc變換器及其控制方法，用于將低壓直流電轉(zhuǎn)換為較高壓直流電，一般應(yīng)用于高升壓比高效率場(chǎng)合，屬于電力電子技術(shù)領(lǐng)域。

技術(shù)背景

近年來，太陽能光伏發(fā)電技術(shù)得到了前所未有的發(fā)展，太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電成為太陽能利用的主要方式之一。研究光伏并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)對(duì)緩解能源危機(jī)、保護(hù)生態(tài)環(huán)境和保證經(jīng)濟(jì)的可持續(xù)發(fā)展具有深遠(yuǎn)而重大的理論和現(xiàn)實(shí)意義。一般而言光伏陣列電池的輸出電壓較低，必須經(jīng)過dc/dc變換器升壓才能滿足后級(jí)并網(wǎng)所需電壓等級(jí)的要求。如果采用boost電路進(jìn)行升壓，當(dāng)輸入電壓較低時(shí)，為了達(dá)到更高的輸出電壓，其開關(guān)導(dǎo)通占空比就會(huì)較大，這樣一方面會(huì)降低變換器的效率，同時(shí)開關(guān)頻率也不能進(jìn)一步提高。為了實(shí)現(xiàn)高電壓增益，提高整個(gè)系統(tǒng)效率，變換器必須具有高增益、高效率的特點(diǎn)。因此光伏陣列需要通過一種高升壓比三電平dc/dc變換器將較低的光伏陣列輸出電壓提升到后級(jí)逆變器需要的直流母線電壓等級(jí)。另外，為了延長(zhǎng)光伏電池的使用壽命，前級(jí)dc/dc變換器的輸入電流紋波要盡量小，因此研究出一種新型高性能且具有更大升壓變比和較小電流紋波的dc/dc變換器，有著重大的理論意義和現(xiàn)實(shí)價(jià)值。

例如，文獻(xiàn)[1]s.choiv.g.agelidisj.yang1d.coutellierp.marabeas4.analysis,designandexperimentalresultsofafloating-outputinterleaved-inputboost-deriveddc–dchigh-gaintransformer-lessconverter.ieeepowerelectron,2011,vol.4,pp.168-180.該文所述的懸浮交錯(cuò)升壓變換器結(jié)構(gòu)，是一種高性能升壓變換器，但是存在開關(guān)管承受電壓應(yīng)力和二極管承受電壓應(yīng)力高的問題(電壓應(yīng)力等于輸出電壓)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術(shù)中的不足，本發(fā)明的目的在于提出一種高性能的高升壓比懸浮交錯(cuò)三電平dc/dc變換器及其控制方法，這種變換器既能提高升壓變比，又能有效的降低變換器開關(guān)管的電壓應(yīng)力，減小電流紋波，增大變換器應(yīng)用的功率等級(jí)，提高變換器的效率。這種高升壓比和高效率變換器適用常規(guī)dc/dc變換器應(yīng)用場(chǎng)合，也適用太陽能光伏等新能源發(fā)電系統(tǒng)。

為了解決上述存在的技術(shù)問題，本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的：

一種高升壓比懸浮交錯(cuò)三電平dc/dc變換器，包括一個(gè)直流輸入電源uin、第一升壓電感l(wèi)1、第二升壓電感l(wèi)2、四個(gè)開關(guān)管s1、s2、s3、s4、四個(gè)單向整流二極管d1、d2、d3、d4、第一輸出電容c1、第二輸出電容c2、第一飛跨電容cb1和第二飛跨電容cb2，懸浮交錯(cuò)三電平變換器上下為結(jié)構(gòu)對(duì)稱；具體連接方式為：第一升壓電感l(wèi)1的一端與輸入電源uin的正極連接，第一升壓電感l(wèi)1的另一端與第一開關(guān)管s1的集電極連接，同時(shí)連接到第二二極管d2的陽極，輸入電源uin的負(fù)極和第二開關(guān)管s2的發(fā)射極連接，同時(shí)連接到輸出電容c1的一端；第二升壓電感l(wèi)2的一端與輸入電源uin的負(fù)極連接，第二升壓電感l(wèi)2的另一端與第四開關(guān)管s4的發(fā)射極連接，同時(shí)連接到第二二極管d2的陰極，輸入電源uin的正極和第三開關(guān)管s3的集電極連接，同時(shí)連接到輸出電容c2的一端；第一開關(guān)管s1的集電極分別連接到第一升壓電感l(wèi)1的一端和第二二極管d2的陽極，第一開關(guān)管s1的發(fā)射極和第二開關(guān)管s2的集電極連接，同時(shí)連接到第一飛跨電容cb1的一端，第四開關(guān)管s4的集電極分別連接到第三開關(guān)管s3的發(fā)射極和第二飛跨電容cb2的一端，第四開關(guān)管s4的發(fā)射極分別連接到第二升壓電感l(wèi)2的一端和第三二極管d3的陰極；第一飛跨電容cb1的一端分別連接到第一二極管d1的陽極和第二二極管d2的陰極，第一飛跨電容cb1的另一端分別連接到第一開關(guān)管s1的發(fā)射極和第二開關(guān)管s2的集電極，第二飛跨電容cb2的一端分別連接到第三二極管d3的陽極和第四二極管d4的陰極，第二飛跨電容cb2的另一端分別連接到第三開關(guān)管s3的發(fā)射極和第四開關(guān)管s4的集電極，第一輸出電容c1的一端分別連接到第一二極管d1的陰極和輸出端的正極，第一輸出電容c1的另一端分別連接到第二開關(guān)管s2的發(fā)射極和輸入電源的負(fù)極，第二輸出電容c2的一端分別連接到第四二極管d4的陽極和輸出端的負(fù)極，第二輸出電容c2的另一端分別連接到第三開關(guān)管s3的集電極和輸入電源的正極。

所述四個(gè)開關(guān)管s1、s2、s3、s4采用igbt或功率mosfet。

所述一種高升壓比懸浮交錯(cuò)三電平dc/dc變換器的控制方法為：

所述高升壓比懸浮交錯(cuò)三電平dc/dc變換器的四個(gè)開關(guān)管s2、s3、s1、s4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)依次移相π/2相角，即假設(shè)第二開關(guān)管s2先觸發(fā)導(dǎo)通，第三開關(guān)管s3在1/4周期時(shí)觸發(fā)導(dǎo)通，第一開關(guān)管s1在2/4周期時(shí)觸發(fā)導(dǎo)通，第四開關(guān)管s4在3/4周期時(shí)觸發(fā)導(dǎo)通；

當(dāng)占空比d變化時(shí)，所述高升壓比懸浮交錯(cuò)三電平dc/dc變換器的升壓比即電壓增益為：u0/uin＝(1+d)/(1-d)，四個(gè)開關(guān)管s1、s2、s3、s4的導(dǎo)通占空比都是d。

由于采用上述技術(shù)方案，本發(fā)明提供的一種高升壓比懸浮交錯(cuò)三電平dc/dc變換器，與現(xiàn)有技術(shù)相比具有這樣的有益效果：

(1)本發(fā)明高升壓比三電平dc/dc變換器上下兩橋臂都是boost三電平結(jié)構(gòu)，是將兩個(gè)boost三電平懸浮交錯(cuò)連接在一起，得到性能非常優(yōu)良的新型變換器，優(yōu)勢(shì)體現(xiàn)在高升壓比、應(yīng)用功率等級(jí)高的電路；

(2)本發(fā)明高升壓比三電平dc/dc變換器具有器件電壓應(yīng)力小和效率高的特點(diǎn)。本發(fā)明中，所述的四個(gè)開關(guān)管采用功率mosfet或igbt,四個(gè)開關(guān)管s2、s3、s1、s4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)依次移相π/2相角，即存在同橋臂開關(guān)管同時(shí)關(guān)斷的時(shí)間段，開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力低，相當(dāng)于只用單個(gè)開關(guān)管承受電壓應(yīng)力的一半。

文獻(xiàn)[1]所述的變換器的結(jié)構(gòu)可分為上下橋臂，是由兩個(gè)boost懸浮交錯(cuò)構(gòu)成，擁有高升壓、高效率的優(yōu)點(diǎn)。本發(fā)明的變換器在文獻(xiàn)[1]提出的變換器的基礎(chǔ)上，將兩個(gè)boost三電平變換器懸浮交錯(cuò)連接，既能擁有前者優(yōu)點(diǎn)，又進(jìn)一步減小開關(guān)管應(yīng)力，減小輸出電壓電流紋波，還可以大大減小儲(chǔ)能元件如濾波電感、濾波電容的大小，提高變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，從而優(yōu)化整個(gè)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。

本發(fā)明變換器由于輸入輸出不共地，因此，前級(jí)發(fā)生故障時(shí)，由于中間有緩沖電路的緩沖作用，后級(jí)電路不會(huì)直接受干擾。

與常規(guī)的boost三電平變換器相比，本發(fā)明的高升壓比三電平dc/dc變換器在相同的占空比的情況下具有更大的升壓比。與懸浮交錯(cuò)boost變換器相比，本發(fā)明的高升壓比三電平dc/dc變換器在相同占空比的情況下，其具有開關(guān)管的電壓應(yīng)力更低，交錯(cuò)形式可減小輸入電流紋波，適合寬輸入電壓范圍，開關(guān)管控制方法靈活多樣等突出優(yōu)點(diǎn)，非常適用于光伏電池等可再生能源并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，具有較好的應(yīng)用和推廣前景。

附圖說明

圖1是本發(fā)明高升壓比懸浮交錯(cuò)三電平dc/dc變換器的整體電路原理圖；

圖2是該變換器四個(gè)開關(guān)管的脈沖序列圖；

圖3是該變換器上橋臂在0＜d≤0.5的工作模態(tài)；

圖4是該變換器上橋臂在0.5＜d≤1的工作模態(tài)；

圖5是該變換器上下橋臂在交錯(cuò)控制下的工作狀態(tài)；

圖6是該變換器輸入電壓和輸出電壓的仿真波形圖；

圖7是該變換器四個(gè)開關(guān)管承受電壓的仿真波形圖；

圖8是該變換器兩電感電流和輸入電流的仿真波形圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖與具體實(shí)施方式對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)描述：

參見圖1，本發(fā)明的一種高升壓比懸浮交錯(cuò)三電平dc/dc變換器，是將兩個(gè)boost三電平變換器懸浮交錯(cuò)連接。該變換器上下橋臂對(duì)稱，工作方式相同，因此，在闡述其工作方式時(shí)，可以先選擇上橋臂作為研究對(duì)象。上橋臂為boost三電平結(jié)構(gòu)，其有0＜d≤0.5和0.5＜d≤1兩種工作方式。

為了方便分析，首先定義開關(guān)管的開關(guān)函數(shù)pk為：

該高升壓dc/dc變換器上橋臂為boost三電平結(jié)構(gòu)，根據(jù)第一開關(guān)管s1和第二開關(guān)管s2占空比d的大小可以分為0＜d≤0.5、0.5＜d≤1兩種方式。用第一開關(guān)管s1和第二開關(guān)管s2的開關(guān)狀態(tài)來表示一個(gè)周期內(nèi)的工作狀態(tài)，故一個(gè)橋臂上總共會(huì)出現(xiàn)四種開關(guān)狀態(tài)。

圖3是高升壓變換器上橋臂boost三電平在0＜d≤0.5的工作狀態(tài)。

工作模態(tài)一(時(shí)間為d·ts)：s1＝01，第二開關(guān)管s2導(dǎo)通，第一開關(guān)管s1不導(dǎo)通。

直流輸入電源uin給第一飛跨電容cb1和第一升壓電感l(wèi)1同時(shí)充電，第一輸出電容c1放電，ab兩點(diǎn)的電壓uab＝ucb1，第一升壓電感l(wèi)1電流線性增大，第一升壓電感l(wèi)1的電壓為uin-ucb1，第一開關(guān)管s1的電壓應(yīng)力為uc1/2。

工作模態(tài)二(時(shí)間為(0.5-d)·ts)：s0＝00，第一開關(guān)管s1、第二開關(guān)管s2都不導(dǎo)通。

直流輸入電源uin和第一升壓電感同時(shí)給第一輸出c1充電，第一飛跨電容斷開，uab＝uc1，第一升壓電感l(wèi)1電流線性減小，第一升壓電感l(wèi)1的電壓為uc1-uin，第一開關(guān)管s1、第二開關(guān)管s2的電壓應(yīng)力都為uc1/2。

工作模態(tài)三(時(shí)間為d·ts)：s2＝10，第一開關(guān)管s1導(dǎo)通，第二開關(guān)管s2不導(dǎo)通。

直流輸入電源uin和第一飛跨電容cb1共同給第一升壓電感l(wèi)1和第一輸出電容c1充電，uab＝uc1-ucb1＝ucb1，第一升壓電感l(wèi)1電流線性增大，第一升壓電感l(wèi)1的電壓為uin+ucb1-uc1，第二開關(guān)管s2電壓應(yīng)力都為uc1/2。

工作模態(tài)四(時(shí)間為(0.5-d)·ts)：s0＝00，開關(guān)管全不導(dǎo)通。

直流輸入電源uin和第一升壓電感l(wèi)1同時(shí)給第一輸出電容c1充電，第一飛跨電容cb1斷開，uab＝uc1，第一升壓電感l(wèi)1電流線性減小，第一升壓電感l(wèi)1的電壓為uc1-uin，第一開關(guān)管s1、第二開關(guān)管s2的電壓應(yīng)力都為uc1/2。

圖4是該高升壓變換器上橋臂boost三電平在0.5＜d≤1的工作狀態(tài)。

工作模態(tài)一(時(shí)間為(d-0.5)·ts)：s3＝11，第一開關(guān)管s1和第二開關(guān)管s2都導(dǎo)通。

直流輸入電源uin給第一升壓電感l(wèi)1充電，第一飛跨電容cb1斷開，第一輸出電容c1放電，uab＝0，第一升壓電感l(wèi)1電流線性增大，第一升壓電感l(wèi)1的電壓為uin，開關(guān)管的電壓應(yīng)力為零。

工作模態(tài)二(時(shí)間為(1-d)·ts)：s1＝01，第二開關(guān)管s2和第四開關(guān)管s4導(dǎo)通，第一開關(guān)管s1和第三開關(guān)管s3不導(dǎo)通。

直流輸入電源uin和第一升壓電感l(wèi)1共同給第一飛跨電容cb1充電，第一輸出電容c1放電，uab＝ucb1，第一升壓電感l(wèi)1電流線性減小，第一升壓電感l(wèi)1的電壓為ucb1-uin，第一開關(guān)管s1和第三開關(guān)管s3的電壓應(yīng)力都為uc1/2。

工作模態(tài)三(時(shí)間為(0.5-d)·ts)：s3＝11，開關(guān)管全導(dǎo)通。

直流輸入電源uin給第一升壓電感l(wèi)1充電，第一飛跨電容cb1斷開，第一輸出電容c1放電，uab＝0，第一升壓電感l(wèi)1電流線性增大，第一升壓電感l(wèi)1的電壓為直流輸入電源uin，開關(guān)管的電壓應(yīng)力為零。

工作模態(tài)四(時(shí)間為(1-d)·ts)：s2＝10，開關(guān)管s1和第二開關(guān)管s2都不導(dǎo)通。

直流輸入電源uin、第一升壓電感l(wèi)1和第一飛跨電容cb1共同給第一飛跨電容cb1充電，uab＝uc1-ucb1＝ucb1，第一升壓電感l(wèi)1電流線性減小，第一升壓電感l(wèi)1的電壓為uc1-uin-ucb1，第二開關(guān)管s2的電壓應(yīng)力都為uc1/2。

當(dāng)占空比大于0.5時(shí)，變換器只有s1＝01、s1＝01、s3＝11三種開關(guān)模態(tài)，無開關(guān)模態(tài)s0＝00，ab兩點(diǎn)電壓只有uc1/2和0兩個(gè)值，當(dāng)占空比小于0.5時(shí)，變換器只有s0＝00、s1＝01、s2＝10三種開關(guān)模態(tài)，無開關(guān)模態(tài)s3＝11，ab兩點(diǎn)電壓只有uc1/2和uc1兩個(gè)值，即在不同的占空比下，ab兩端電壓只有兩個(gè)值，從而減小電感電壓的高頻交流分量。

圖3、圖4分析的是上橋臂的工作模式，本發(fā)明由于采用上下橋臂懸浮交錯(cuò)連接，為了減小輸出紋波和提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度，可以對(duì)開關(guān)管采用交錯(cuò)控制技術(shù)。上橋臂的開關(guān)管采用了驅(qū)動(dòng)信號(hào)交錯(cuò)180°的工作方式，因此上橋臂與下橋臂之間應(yīng)采用驅(qū)動(dòng)信號(hào)交錯(cuò)90°的工作方式。根據(jù)上述工作原理分析可知，一個(gè)橋臂會(huì)出現(xiàn)四種開關(guān)模態(tài)，因此采用兩個(gè)橋臂交錯(cuò)90°時(shí)，總共會(huì)出現(xiàn)14種工作狀態(tài)(沒有1100和0011)，開關(guān)管的占空比不同，對(duì)應(yīng)的工作狀態(tài)也不同，以高升壓dc/dc變換器上下橋臂中的開關(guān)管的開關(guān)函數(shù)為例，給出了各個(gè)占空比下該變換器的工作狀態(tài)，見附圖2。

本發(fā)明的高升壓比三電平dc/dc變換器采用上述懸浮交錯(cuò)控制方式。下面以圖4為例推到該變換器的升壓比即電壓增益。

在boost三電平d>0.5工作模式下，當(dāng)開關(guān)狀態(tài)處于工作模態(tài)一、三時(shí)，第一升壓電感l(wèi)1電流線性增加。

當(dāng)開關(guān)狀態(tài)處于工作模態(tài)二、四時(shí)，第一升壓電感l(wèi)1電流線性減小。

根據(jù)第一升壓電感l(wèi)1的電流在一個(gè)周期內(nèi)的凈增量為零，可以得到：

uin·(d-0.5)·2＝[(ucb1-uin)+(uc1-uin-ucb1)]·(1-d)(6)

得出：

對(duì)稱關(guān)系可得：

在一個(gè)周期中，由于在各個(gè)工作模態(tài)下，輸出電壓均與輸入電壓及第一輸出電容c1、第二輸出電容c2串聯(lián)，因此有：

u0＝uc1+uc2-uin(11)

整理式(9)和式(11)，最終得出輸出電壓和輸入電壓的關(guān)系為：

單個(gè)開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力等于飛跨電容電壓，因此有：

圖5～圖8所示為圖1中的高升壓變換器的仿真波形圖，圖5是四個(gè)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形，圖6反映該變換器實(shí)現(xiàn)了輸入電壓68v到輸出電壓500v的高增益變換，此時(shí)，開關(guān)管占空比d約為0.76，避免了極限占空比的出現(xiàn)。圖7展示了四個(gè)開關(guān)管的承受的電壓的波形，并且承受的電壓應(yīng)力為140v，遠(yuǎn)低于輸出電壓500v。兩個(gè)電感電流波形和輸入端電流波形如圖8所示，輸入端充放電電流是兩個(gè)脈動(dòng)電感電流波形的疊加再減去輸出端電流，在已知輸出功率條件下輸出端電流為恒定值。因此，疊加后的輸入電流的脈動(dòng)頻率提高一倍，輸入電流紋波減少，則該高升壓比三電平dc/dc變換器能用較小的電感量實(shí)現(xiàn)較低的紋波，可以有效減小變換器的體積。

從實(shí)驗(yàn)波形可知，本發(fā)明的高升壓比三電平dc/dc變換器在避免出現(xiàn)極限占空比的情況下，實(shí)現(xiàn)了高升壓功能，并且電路電流紋波小，器件的電壓應(yīng)力較低，開關(guān)管的開通和關(guān)斷能耗??；綜合考慮這些方面，本發(fā)明的高升壓比三電平dc/dc變換器與傳統(tǒng)升壓變換器相比都具有明顯優(yōu)勢(shì)，是一種性能優(yōu)越的dc/dc變換器。