本發(fā)明涉及一種電力電子領域，特別涉及一種基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預測控制方法。

背景技術：

近年來，隨著電力電子技術的快速發(fā)展，多電平變換器得到更多地研究和應用。模塊化多電平換流器作為一種新型多電平換流器以其模塊化結構、容量易擴展、諧波含量低以及靈活功率調節(jié)能力等特點被廣泛地應用于長距離的柔性直流輸電、無功補償、新能源發(fā)電并網(wǎng)等高壓大功率場合，具有廣闊的發(fā)展前景。由于mmc具有諸多有利特性，因此mmc拓撲結構、控制方法與調制策略、電容電壓平衡控制及環(huán)流抑制等方面成為學者深入研究的熱點之一。

傳統(tǒng)模塊化多電平換流器的每個橋臂上含有n個結構相同的子模塊，輸出電平數(shù)可達到為2n+1。如圖1所示混合型模塊化多電平換流器拓撲，混合型模塊化多電平換流器在傳統(tǒng)mmc的每個橋臂上增加1個全橋模塊，輸出電平數(shù)最大可達到4n+1。混合型模塊化多電平換流器的傳統(tǒng)方法是基于pi控制器的雙閉環(huán)矢量控制策略，可實現(xiàn)對系統(tǒng)功率、環(huán)流與電容電壓的控制。該方法的控制過程調節(jié)時間較長，控制延時會嚴重影響系統(tǒng)性能，并且對控制器參數(shù)比較敏感且參數(shù)整定過程復雜，參數(shù)設計結果的好壞對系統(tǒng)性能有直接的影響。

模型預測控制是近些年發(fā)展起來的一種新型控制方法，通過建立系統(tǒng)離散狀態(tài)模型，設置控制量的指標函數(shù)選取最優(yōu)開關狀態(tài)組合，實現(xiàn)對目標的直接控制。rodriguezj等人發(fā)表的《predictivecurrentcontrolofavoltagesourceinverter》將模型預測控制應用于電壓源換流器，體現(xiàn)了模型預測控制的控制思想。j.qin等人發(fā)表的《predictivecontrolofamodularmultilevelconverterforaback-to-backhvdcsystem》將模型預測控制應用于mmc-hvdc系統(tǒng)，通過合理設計指標函數(shù)的權重系數(shù)，較好地實現(xiàn)了多目標協(xié)調控制，但該方法存在計算量大、開關頻率高、系統(tǒng)損耗大等問題。目前，模型預測控制在傳統(tǒng)mmc上的應用較為廣泛，但在混合型mmc系統(tǒng)的應用仍需進一步的研究。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明是針對混合型模塊化多電平換流器控制存在的問題，提出了一種基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預測控制方法，減少了尋優(yōu)計算量，降低了開關頻率。

本發(fā)明的技術方案為：一種基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預測控制方法，基于混合型模塊化多電平換流器結構：每一橋臂配置n個子模塊與1個全橋模塊，子模塊指半橋型模塊，全橋模塊電容電壓取為子模塊的一半，低頻模型預測控制方法具體包括：將上、下橋臂模塊投入數(shù)作為控制變量，對交流電流、環(huán)流與子模塊電容電壓分層控制，首先利用交流電流指標函數(shù)選出最優(yōu)開關狀態(tài)組合；其次采用環(huán)流指標函數(shù)調整上、下橋臂的子模塊投入個數(shù)；再次結合全橋模塊工作狀態(tài)確定最終子模塊投入個數(shù)；最后計算相鄰時刻子模塊投入個數(shù)差值，采用優(yōu)化均壓策略實現(xiàn)子模塊電容電壓的平衡控制。

所述上或下橋臂子模塊投入個數(shù)確定步驟如下：

1)檢測系統(tǒng)交流電流并構建其預測模型，計算不同電平下的交流電流預測值，評估所有可能的交流電流指標函數(shù)值，選取使交流電流指標函數(shù)值最小的輸出電平，實現(xiàn)對參考電流的最優(yōu)跟蹤，得到最優(yōu)跟蹤控制的橋臂模塊投入個數(shù)并表示為npj，其中p表示上橋臂，j表示a、b、c三相；

2)檢測各相環(huán)流并構建其預測模型，比較三種調整電壓下的環(huán)流指標函數(shù)值大小，選取使環(huán)流指標函數(shù)值最小的補償電平，此時環(huán)流抑制效果最好，此時將上橋臂等效調整個數(shù)表示為npdiffj；

3)判斷交流電流控制環(huán)節(jié)選取的橋臂模塊投入個數(shù)npj，如果為整數(shù)，則全橋模塊控制算法無需參與，反之參與輸出；根據(jù)電容器充放電特性，結合橋臂電流方向與全橋模塊電容電壓大小確定其工作狀態(tài)，+0.5、0、-0.5分別表示正向投入、0狀態(tài)投入和反向投入，橋臂全橋模塊等效投入個數(shù)表示為spj且其取值為+0.5、0或-0.5；橋臂子模塊最終投入個數(shù)為npj、npdiffj與spj三者之和。

所述基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預測控制方法，采用優(yōu)化均壓策略實現(xiàn)子模塊電容電壓的平衡控制方法具體包括：計算相鄰時刻子模塊投入個數(shù)差值△npj，按照指標函數(shù)值對子模塊降序排列，選取電容電壓指標函數(shù)值最大的子模塊動作，直到選取動作的子模塊個數(shù)為子模塊投入個數(shù)差值；若△npj大于零，則在上一時刻處于切除狀態(tài)的橋臂子模塊中選取電容電壓指標函數(shù)值最大的|△npj|個子模塊投入；若△npj小于零，則在上一時刻處于投入狀態(tài)的橋臂子模塊中選出電容電壓指標函數(shù)值最大的|△npj|個子模塊在下一時刻切除。

本發(fā)明的有益效果在于：本發(fā)明基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預測控制方法，根據(jù)混合型mmc拓撲特點，將全橋模塊作為電壓校正模塊，起到調整上、下橋臂模塊投入個數(shù)的效果以抑制環(huán)流；全橋模塊還可調節(jié)輸出電平數(shù)，降低輸出諧波含量；該方法同時實現(xiàn)交流電流跟蹤、環(huán)流抑制與電容電壓平衡；計算相鄰時刻子模塊投入個數(shù)差值，采用優(yōu)化均壓策略實現(xiàn)子模塊電容電壓平衡控制，降低了系統(tǒng)開關頻率；該方法物理模型清楚，無需考慮復雜的參數(shù)整定與權重系數(shù)設計，易實現(xiàn)數(shù)字化控制且減少了尋優(yōu)計算量。

附圖說明

圖1為混合型模塊化多電平換流器的拓撲結構圖；

圖2為本發(fā)明混合型模塊化多電平換流器的模型預測控制結構圖；

圖3為本發(fā)明交流側輸出電流波形圖；

圖4為本發(fā)明a相環(huán)流波形圖；

圖5為本發(fā)明a相上、下橋臂電流波形圖；

圖6為本發(fā)明a相上橋臂電流頻譜圖；

圖7為本發(fā)明a相上、下橋臂全橋模塊電容電壓波形圖；

圖8為傳統(tǒng)均壓策略下子模塊一個工頻周期開關狀態(tài)圖；

圖9為傳統(tǒng)均壓策略下子模塊電容電壓波形圖；

圖10為本發(fā)明優(yōu)化均壓策略下子模塊一個工頻周期開關狀態(tài)圖；

圖11為本發(fā)明優(yōu)化均壓策略下子模塊電容電壓波形圖。

具體實施方式

基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預測控制方法，基于系統(tǒng)離散狀態(tài)模型，將上、下橋臂模塊投入數(shù)作為控制變量，對交流電流、環(huán)流與子模塊電容電壓分層控制。首先利用交流電流指標函數(shù)選出最優(yōu)開關狀態(tài)組合；其次采用環(huán)流指標函數(shù)調整上、下橋臂的子模塊投入個數(shù)；再次結合全橋模塊工作狀態(tài)確定最終子模塊投入個數(shù)；最后計算相鄰時刻子模塊投入個數(shù)差值，采用優(yōu)化均壓策略實現(xiàn)子模塊電容電壓的平衡控制，減少了子模塊開關動作次數(shù)，有效降低了開關頻率。

本實施方式采用的混合型模塊化多電平換流器拓撲如圖1所示，每一橋臂配置n個子模塊與1個全橋模塊，sm1～smn表示子模塊，子模塊指半橋型模塊，smh表示全橋模塊，全橋模塊電容電壓取為子模塊的一半。

圖2中的混合型mmc主電路包括三相電路，每一相電路包括上下兩個橋臂，共六個，每一橋臂包含4個子模塊與1個全橋模塊。模型預測控制程序流程圖也如圖2所示，控制策略有以下六個步驟：

1)檢測交流電流并構建其預測模型；

2)定義交流電流指標函數(shù)，選取最優(yōu)電流控制效果的模塊投入個數(shù)；

3)檢測環(huán)流并構建其預測模型；

4)定義環(huán)流指標函數(shù)，選取最佳環(huán)流抑制效果的調整個數(shù)；

5)結合全橋模塊控制算法，確定全橋模塊工作狀態(tài)以及等效投入個數(shù)；

6)綜合以上得到子模塊最終的投入個數(shù)，根據(jù)子模塊電容電壓平衡控制策略確定每個子模塊的工作狀態(tài)。

以上橋臂為例，具體實現(xiàn)過程如下所示：

首先，檢測系統(tǒng)交流電流并構建其預測模型，計算不同電平下的交流電流預測值，評估所有可能的交流電流指標函數(shù)值，選取使交流電流指標函數(shù)值最小的輸出電平，實現(xiàn)對參考電流的最優(yōu)跟蹤，得到最優(yōu)跟蹤控制的上橋臂模塊投入個數(shù)并表示為npj。其中p表示上橋臂，j表示a、b、c三相。

其次，檢測各相環(huán)流并構建其預測模型，比較三種調整電壓下的環(huán)流指標函數(shù)值大小，選取使環(huán)流指標函數(shù)值最小的補償電平，此時環(huán)流抑制效果最好，此時將上橋臂等效調整個數(shù)表示為npdiffj。

再次，判斷交流電流控制環(huán)節(jié)選取的上橋臂模塊投入個數(shù)npj，如果為整數(shù)，則全橋模塊控制算法無需參與，反之參與輸出。根據(jù)電容器充放電特性，結合橋臂電流方向與全橋模塊電容電壓大小確定其工作狀態(tài)，+0.5、0、-0.5分別表示正向投入、0狀態(tài)投入和反向投入，上橋臂全橋模塊等效投入個數(shù)可表示為spj且其取值為+0.5、0或-0.5。綜上，上橋臂子模塊最終投入個數(shù)為npj、npdiffj與spj三者之和。

最后，計算相鄰時刻子模塊投入個數(shù)差值，按照指標函數(shù)值對子模塊降序排列，選取電容電壓指標函數(shù)值最大的子模塊動作，直到選取動作的子模塊個數(shù)為子模塊投入個數(shù)差值。若△npj大于零，則在上一時刻處于切除狀態(tài)的上橋臂子模塊中選取電容電壓指標函數(shù)值最大的|△npj|個子模塊投入；若△npj小于零，則在上一時刻處于投入狀態(tài)的上橋臂子模塊中選出電容電壓指標函數(shù)值最大的|△npj|個子模塊在下一時刻切除，有效減少子模塊開關動作次數(shù)，降低系統(tǒng)開關頻率。其中△npj表示上橋臂相鄰時刻的子模塊投入個數(shù)差值。

基于混合型模塊化多電平換流器的低頻模型預測控制方法，適用高壓大功率場合，基于系統(tǒng)離散狀態(tài)模型，將上、下橋臂模塊投入數(shù)作為控制變量，對交流電流、環(huán)流與子模塊電容電壓分層控制。首先利用交流電流指標函數(shù)選出最優(yōu)開關狀態(tài)組合；其次采用環(huán)流指標函數(shù)調整上、下橋臂的子模塊投入個數(shù)；再次結合全橋模塊工作狀態(tài)確定最終子模塊投入個數(shù)；最后計算相鄰時刻子模塊投入個數(shù)差值，采用優(yōu)化均壓策略實現(xiàn)子模塊電容電壓平衡控制，減少子模塊開關動作次數(shù)。

交流電流控制環(huán)節(jié)，上、下橋臂模塊投入個數(shù)分別可取[00.51…n-0.5n]與[nn-0.5…10.50]，計算2n+1種不同電平的交流電流預測值，并代入交流電流指標函數(shù)，選取使指標函數(shù)值最小的模塊投入個數(shù)。

交流電流預測表達式：

式中epj(t+ts)與enj(t+ts)分別表示上、下橋臂輸出電壓預測值；ij(t)表示交流電流檢測值，ij(t+ts)為交流電流預測值；esj(t+ts)為電網(wǎng)電壓預測值，當ts足夠小時，近似認為esj(t+ts)＝esj(t)；leq＝l+lf/2，表示等效電感；r與l分別表示連接電阻與電感，lf表示換流電抗器。

交流電流指標函數(shù)：

g1＝|ij^*(t+ts)-ij(t+ts)|

式中ij^*(t+ts)表示交流側電流參考值。

環(huán)流控制環(huán)節(jié)，對交流電流控制環(huán)節(jié)選取投入的模塊個數(shù)進行判斷，若為整數(shù)，全橋模塊控制算法不用參與，否則參與輸出。根據(jù)控制算法確定全橋模塊工作狀態(tài)，+0.5、0、-0.5分別表示正向投入、0狀態(tài)投入和反向投入。因此模塊投入個數(shù)的三種調整情況分別為保持不變、加半個或減半個，利用環(huán)流指標函數(shù)選出環(huán)流控制效果最佳時的調整個數(shù)。

環(huán)流預測值與調整電壓表達式：

式中idiffj(t+ts)與idiffj(t)分別表示不平衡電流預測值和檢測值，idiffj＝icj+idc/3，icj表示環(huán)流。epdiffj與endiffj表示全橋模塊作為電壓校正模塊的調整電壓，vdc(t+ts)表示直流側電壓預測值，由于直流側采用直流電源，該預測值恒定。

環(huán)流指標函數(shù)：

g2＝|idiffj(t+ts)-idc^*(t+ts)/3|

式中idc^*(t+ts)表示直流側電流參考值。

子模塊電容電壓控制環(huán)節(jié)，根據(jù)橋臂電流方向確定子模塊充放電狀態(tài)，通過計算相鄰時刻的子模塊投入個數(shù)差值，選取電容電壓指標函數(shù)值最大的子模塊動作，直到選取動作的子模塊個數(shù)為子模塊投入個數(shù)差值，有效減少子模塊的開關動作次數(shù)。

相鄰時刻的子模塊投入個數(shù)差值：

δnmj＝nmj*(t+ts)-nmj(t)

式中m取p、n，分別表示上、下橋臂。

子模塊電容電壓指標函數(shù)：

式中imj(t)表示橋臂電流；vdc表示直流側電壓值；ucji(t+ts)表示子模塊電容電壓的預測值；i表示單橋臂上子模塊序號，本實施方式中i的取值為1～4。

圖3～11表示采用上述混合型模塊化多電平換流器及所提模型預測控制方法獲得的仿真效果。圖3表示a相交流側電流，通過fft分析可得其諧波畸變率僅為0.34％，交流電流控制效果良好。圖4與圖5分別表示混合型mmc的a相環(huán)流及其上、下橋臂電流，a相上橋臂電流頻譜分析如圖6所示，thd值為1.13％，表明環(huán)流二倍頻分量含量較少，系統(tǒng)具有較好的環(huán)流控制效果。圖7表示a相上、下橋臂全橋模塊電容電壓，由此可得a相上、下橋臂全橋模塊電容電壓均穩(wěn)定在其參考值左右。圖8與圖9分別表示傳統(tǒng)均壓策略下的子模塊一個工頻周期開關狀態(tài)與子模塊電容電壓，圖10與圖11分別表示優(yōu)化均壓策略下的子模塊在一個工頻周期開關狀態(tài)與子模塊電容電壓。由仿真結果可得，兩種均壓策略下的子模塊電容電壓波動范圍并未產(chǎn)生明顯差異，但傳統(tǒng)均壓策略的平均開關頻率在6.1khz左右，而優(yōu)化均壓策略可使子模塊的平均開關頻率降低為2.4khz左右，降低了系統(tǒng)開關頻率，減少了子模塊開關動作次數(shù)。