本發(fā)明涉及一種非隔離軟開關高升壓比直流變換器及其方法。

背景技術：

隨著能源需求的不斷增長，光伏發(fā)電、燃料電池發(fā)電等新能源發(fā)電項目不斷發(fā)展。光伏電池板、燃料電池的輸出電壓較低，為滿足逆變器并網需求，需要使用高升壓比直流變換器將低電壓泵升至高電壓。圖1為一種改進的基于boost/buck-boost衍生的高升壓比直流變換器，該拓撲結構簡單，升壓比為傳統(tǒng)boost變換器的兩倍，效率也優(yōu)于boost變換器。目前，隨著gan器件的出現和應用，電力電子變換器正朝著高頻化、小型化發(fā)展；然而，在該電路中，主開光管s工作在硬開關狀態(tài)，在高頻工作狀態(tài)下，開關損耗激增，器件發(fā)熱嚴重、甚至損壞。因此必須使電路工作在軟開關狀態(tài)，減小開關管s開關損耗，才能使電路工作在高頻狀態(tài)，提高功率密度、減小體積。

相比于si材料，gan材料具有更高的禁帶寬度、擊穿場強、飽和漂移速度，這意味著gan器件能夠工作在更高的溫度、耐壓及更快的開關頻率條件下。gan器件分為級聯(lián)型gan器件、e-modegan器件兩種類型。級聯(lián)型gan器件具有獨特的開關特性，其開通損耗隨兩端電壓及開關管電流增大而增大，然而其關斷損耗在工作范圍內基本維持不變且數量級較小，與開通損耗相比，關斷損耗可以忽略不計，所以只要讓電路工作在零電壓開通狀態(tài)即可極大減小級聯(lián)型gan器件的開關損耗。

技術實現要素：

本發(fā)明為了解決上述問題，提出了一種非隔離軟開關高升壓比直流變換器及其方法，本發(fā)明在改進的基于boost/buck-boost衍生的高升壓比直流變換器基礎上，將零電壓轉換(zvt)軟開關電路與之相結合,實現主功率開關管零電壓開通和關斷，且穩(wěn)定運行且迅速響應。

為了實現上述目的，本發(fā)明采用如下技術方案：

一種非隔離軟開關高升壓比直流變換器，包括基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器，基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器的電源與負載電容之間增設有零電壓轉換軟開關電路，以實現主功率開關管零電壓開通和關斷。

一種非隔離軟開關高升壓比直流變換器，包含主電路與輔助電路，主電路包括輸入電源，所述輸入電源正極連接兩條支路，第一支路經過第一電容、第一二極管和第二電感連接負載電容的一端，第二支路經過第一電感、第二電容連接負載電容的另一端；

所述第二電容通過第二二極管與電源負極連接，且第二二極管與電源負極的連接處通過第一開關管與第一電感和第二電容的連接點連接，所述連接點與第一電容和第一二極管的連接點之間正接有第三二極管；

輔助電路中第三電容與第一開關管并聯(lián)，第一開關管與第一電感器連接點引出連接第三電感，第三電感與第二開關管相連接，第二開關管另一端連接第一開關管與第二二極管連接點，第三電感器與第二開關管連接點連接第四二極管正端，第四二極管負端接輸出電容與第二電感連接點。

進一步的，所述第一開關管、第二開關管均為級聯(lián)型gan器件，第二開關管容量小于第一開關管容量。

進一步的，所述第一電容、第二電容和第一電感的量值根據電感伏秒平衡原理與電容安秒平衡原理求得。

進一步的，所述第二電感濾出尖峰電流，其值小于第一電感。

進一步的，所述第三電容、第三電感的量值根據諧振原理求得。

基于上述變換器的控制方法，采用雙環(huán)控制，內環(huán)為電流控制，外環(huán)為電壓控制；根據負載電壓與設定值的偏差求得穩(wěn)態(tài)控制電流，根據穩(wěn)態(tài)控制電流與第一開關管的電流進行內環(huán)的峰值電流控制，輸出相應的驅動信號驅動第一開關管。

相應的驅動信號的鋸齒波下降沿產生的時鐘信號提供給第二開關管作為控制信號。

當峰值電流控制的驅動信號占空比大于50％時，對穩(wěn)態(tài)控制電流增加斜坡補償。

進一步的，所述斜坡補償為第一電感的電流下降斜率。

采用ii型補償器對外環(huán)電壓進行補償。

與現有技術相比，本發(fā)明的有益效果為：

(1)本發(fā)明通過向改進的基于boost/buck-boost衍生的高升壓比直流變換器中添加zvt軟開關輔助電路，實現了主功率開關管零電壓開通和關斷及整流二極管零電流關斷，有效降低開關損耗，使變換器能夠在高開關頻率下安全穩(wěn)定運行，提高功率密度，減小體積。

(2)本發(fā)明能夠實現變換器在全輸入范圍內軟開關管，在光伏逆變器前級升壓中具有廣闊的應用前景。

(3)本發(fā)明保持了zvt軟開關電路恒定頻率運行的特點，變換器中濾波器優(yōu)化設計簡單。

(4)本發(fā)明在現有模擬控制芯片的基礎上添加輔助電路實現對變換器控制，仿真結果表明，所提出的控制方案能夠實現對變換器有效控制，主功率開關管及整流二極管工作在軟開關狀態(tài)，系統(tǒng)魯棒性良好、動態(tài)響應迅速。

附圖說明

構成本申請的一部分的說明書附圖用來提供對本申請的進一步理解，本申請的示意性實施例及其說明用于解釋本申請，并不構成對本申請的不當限定。

圖1為現有技術改進的基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器；

圖2(a)-(c)為改進的基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器的等效電路圖；

圖3為本發(fā)明的zvt高升壓比直流變換器；

圖4為本發(fā)明的zvt高升壓比直流變換器關鍵波形；

圖5(a)-(g)為本發(fā)明的zvt高升壓比直流變換器各階段等效電路圖；

圖6為本發(fā)明的zvt高升壓比直流變換器系統(tǒng)控制框圖；

圖7為本發(fā)明的斜坡補償示意圖；

圖8為控制電流到輸出電壓的頻率響應；

圖9為電壓補償器頻率響應曲線；

圖10為基于uc3823開關控制方案原理圖；

圖11為本發(fā)明的zvt高升壓比直流變換器主開關管s和輔助開關管sa的控制信號；

圖12(a)-(d)為輸入電壓為38v時，zvt高升壓比直流變換器關鍵仿真實驗波形及其細節(jié)；

圖13(a)-圖13(b)為zvt高升壓比直流變換器在負載變化時的仿真波形圖；

圖14(a)-圖14(f)為zvt高升壓比直流變換器在輸入變化時的仿真波形圖。

具體實施方式：

下面結合附圖與實施例對本發(fā)明作進一步說明。

應該指出，以下詳細說明都是例示性的，旨在對本申請?zhí)峁┻M一步的說明。除非另有指明，本文使用的所有技術和科學術語具有與本申請所屬技術領域的普通技術人員通常理解的相同含義。

需要注意的是，這里所使用的術語僅是為了描述具體實施方式，而非意圖限制根據本申請的示例性實施方式。如在這里所使用的，除非上下文另外明確指出，否則單數形式也意圖包括復數形式，此外，還應當理解的是，當在本說明書中使用術語“包含”和/或“包括”時，其指明存在特征、步驟、操作、器件、組件和/或它們的組合。

正如背景技術所介紹的，現有技術中存在無法使得電路工作在軟開關狀態(tài)，減小開關管s開關損耗的不足，為了解決如上的技術問題，本申請?zhí)岢隽艘环N采用gan器件的新型軟開關高升壓比直流變換器。

本申請的一種典型的實施方式中，圖1是現有技術所提出的改進的基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器。電感l(wèi)1工作在連續(xù)電流狀態(tài)下，電感l(wèi)o工作在斷續(xù)電流狀態(tài)下，根據開關管導通/關斷、電感l(wèi)o電流斷/續(xù)，電路可以分為兩種工作狀態(tài)。當開關管導通時，其等效電路如圖2(a)所示，輸入電源vin為電感l(wèi)1充電，電容c1、c2與電源vin串聯(lián)為負載及輸出濾波電容cf供電，電感l(wèi)2電流從零開始上升；當開關管關斷，電感l(wèi)2電流未下降到零時，變換器器等效電路如圖2(b)所示，電感l(wèi)2續(xù)流；當開關管關斷，電感l(wèi)2電流下降至零時，變換器等效電路如圖2(c)所示，電感l(wèi)1與輸入電源為電容c1、c2充電，同時輸出濾波電容為負載供電。

電路穩(wěn)態(tài)工作時，根據電感的伏秒平衡原理，可以得出：

vindts+(-vc1)(1-d)ts＝0(1)

vindts+(vin-vc2)(1-d)ts＝0(2)

式中，d為開關管導通的占空比，ts為開關周期，vc1，vc2分別為電容c1，c2兩端電壓，分別為：

在開關管導通時，電壓源vin與電容c1、c2串聯(lián)作為輸出，作用在輸出電感l(wèi)o、負載及電容cf，而電感兩端電壓遠遠小于輸出電壓vout，所以輸出電壓vout可以近似為：

為實現主功率開關管軟開關，如圖3所示，在改進的基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器基礎上添加輔助電路，實現主功率開關管零電壓開通和關斷。圖4給出了變換器運行過程中關鍵波形，圖5(a)～(g)為變換器運行過程中各種狀態(tài)等效電路圖，結合圖3、圖4、圖5(a)～(g)分階段講解zvt高升壓比變換器運行原理。

階段1(t0-t1)：在t0時刻之前，主開關管s、輔助開關管sa處于關斷狀態(tài)，二極管d1、d2導通。在t0時刻，輔助開關管sa開通，諧振電感l(wèi)r電流ilr線性增大，直到在t1時刻增大到il，此時電感l(wèi)的電流全部流過諧振電感l(wèi)r，二極管d1、d2零電流關斷。將階段1時間記為t01，可以求得t01為：

階段2(t1-t2)：諧振電感l(wèi)r與諧振電容cr間發(fā)生諧振，能量由電容向電感轉移，諧振電感l(wèi)r電流ilr繼續(xù)增大，cr電壓即開關管兩端電壓vds減小，直到在t2時刻減小為零，同時開關管s開始反向導通。此諧振過程時間t12為：

階段3(t2-t3)：主開關管s內體二極管反向導通，為了實現軟開關，此時應該對主開關管s施加開通信號。此外，開關管s、sa之間開通信號的延時，即sa的導通時間td應該滿足如下條件：

階段4(t3-t4)：在t3時刻，主開關管s開通，輔助開關sa關斷，二極管d3導通，輔助開關兩端電位為vout/2。在此階段中，諧振電感能量轉移到負載及電容cf、c2，其電流ilr線性下降，在t4時刻下降為零。

階段5(t4-t5)：在t4時刻，二極管d3關斷。在此階段中，變換器運行狀態(tài)與改進的高升壓比直流變換器階段1運行狀態(tài)相同。

階段6(t5-t6)：在t5時刻，主開關管s關斷，諧振電容cr被充電至vout/2；二極管d1、d2導通，電感l(wèi)放電，電容c1、c2充電；同時輸出電感l(wèi)o續(xù)流。

階段7(t6-t7)：此階段中，變換器運行狀態(tài)與改進的高升壓比直流變換器階段3相同。在t0時刻，輔助開關sa再次開通，變換器進行下一個循環(huán)周期。

通過上述分析可以發(fā)現，輔助開關控制諧振過程僅發(fā)生在開關管開通時刻，在其他時刻不影響變換器正常運行，所以可以按照改進的基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器主電路、控制器設計過程來設計zvt高升壓比直流變換器。

為了便于分析，以一臺高升壓比dc-dc變換器為例進行系統(tǒng)控制器設計。系統(tǒng)采用雙環(huán)控制，內環(huán)采用峰值電流控制，外環(huán)為電壓控制，圖6為系統(tǒng)控制框圖。所設計的變換器輸入電壓為25～45v，額定輸入38v，輸出電壓380v，輸出功率200w，帶電阻性負載，開關頻率500khz。要求電感電流紋波為其電流的20％，輸出電壓紋波為輸出電壓1％。根據電感伏秒平衡原理與電容安秒平衡原理，可以計算出電感、電容的量值并取一定的裕量，c1＝c2＝0.68uf，cf＝0.22uf，l1＝60uh，lo＝2uh，r＝725ω。

在輔助電路中，諧振電容cr負責實現主功率開關管s軟開關，諧振電感l(wèi)r負責實現二極管d1、d2零電流關斷。諧振電感l(wèi)r通過為電感電流il提供一個通流路徑來控制二極管d1、d2中電流下降速率。當輔助開關sa打開時，電感電流由二極管d1、d2流向諧振電感l(wèi)r，在給定二極管關斷速率條件下，可以確定諧振電感值的大小。根據工程經驗，通過諧振電感控制二極管電流下降時間為三倍的反向恢復時間會取得比較好的效果。在發(fā)明中，選用多數載流子器件sic肖特基二極管，其不存在反向恢復問題。為計算諧振電感值，選取一個較小的等效反向恢復時間trr＝10ns。根據功率守恒，可以計算得到電感平均電流il為：

電感電流峰值ilp為：

二極管d1、d2電流分別為0.5ilp，則通過諧振電感控制后二極管d1、d2中電流下降速率為：

此時諧振電感兩端電壓為0.5vout，諧振電感電流ilr下降速率為二極管d1、d2電流下降速率之和，可以計算得出諧振電感l(wèi)r值為：

在諧振電感確定的情況下，通過諧振電容可以控制開關管兩端電壓下降速率，選取開關管兩端電壓下降時間為50ns，代入式(7)中，計算可得出諧振電容cr≈1nf。

峰值電流控制在占空比大于0.5時會使系統(tǒng)不穩(wěn)定，通過添加斜坡補償能夠使系統(tǒng)穩(wěn)定運行，如圖7所示。當系統(tǒng)輸入為38v時，根據式(5)可以得出占空比d＝0.8，需要添加斜坡補償使系統(tǒng)穩(wěn)定運行。選取斜坡補償斜率為電感電流下降斜率，m＝mld。已知電感l(wèi)平均值il＝5.27a，則電感電流下降斜率ml1d為：

開關管q中電流上升斜率為電感l(wèi)、lo電流上升斜率之和。電感l(wèi)電流上升斜率mlu為：

電感l(wèi)o的上升斜率為：

開關管s電流上升斜率ms為：

ms＝mlu+mlou＝5.12a/ts(15)

開關管初始電流is0與電感初始電流相同，計算得：

is0＝il0＝il-0.1il＝4.74a(16)

在dts時刻，開關管電流isdts為：

isdts＝is0+d*ts*ms＝8.836a(17)

根據圖7可以計算出穩(wěn)態(tài)時控制電流ic大小為：

ic＝isdts+d*ts*m≈13a(18)

經上述分析得出，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)控制電流ic＝13a，斜坡補償斜率-m＝-5.27a/ts。為設計電壓外環(huán)控制器，在控制電流穩(wěn)態(tài)工作點處施加擾動，測量控制電流ic到輸出電壓vout的頻率響應，如圖8所示。

當頻率大于100khz時，所得到的頻率響應曲線混亂，已經不具備參考價值。當頻率小于100khz時，幅頻增益過大，不存在穿越頻率，系統(tǒng)不穩(wěn)定，需要設計補償器降低系統(tǒng)增益。圖9為所設計電壓補償器頻率響應曲線。補償后，系統(tǒng)穿越頻率在5khz附近，相角裕度約為65°，系統(tǒng)穩(wěn)定，補償結果良好。直流增益無窮大，能夠實現輸出電壓無差控制。

目前市面上不存在一種適應于直流變換器的zvt軟開關峰值電流控制芯片，本發(fā)明提出一種以峰值電流控制芯片uc3823為核心的適用于該zvt高升壓比直流變換器的控制方案。zvt高升壓比直流變換器主開關管開關和輔助開關管信號分別由uc3823的pwm和整形后clock信號波形生成。圖10為開關控制方案原理圖，圖11中pwms和pwmsa信號分別驅動主開關管s和輔助開關管sa的控制信號。

為了驗證所設計系統(tǒng)的正確性，在電力電子仿真軟件saber搭建了系統(tǒng)仿真模型，所采用仿真參數與上文設計參數相一致。

圖12(a)-圖12(d)為輸入電壓為38v時，zvt高升壓比直流變換器關鍵仿真實驗波形及其細節(jié)。其中，圖12(a)變換器關鍵波形，圖12(b)ilr波形細節(jié)，圖12(c)vd1、id1波形細節(jié)，圖12(d)vds、is波形細節(jié)

從圖中看出，t0時刻，輔助開關管sa開通，諧振電感電流ilr開始增大，二級管電流id1、id2下降，經過t01時間，二極管電流下降為零，此時其兩端電壓仍為零，電壓電流波形不存在重疊，實現零電流關斷；下一個階段，變換器中發(fā)生諧振，從諧振電感電流ilr與開關管兩端電壓vds細節(jié)圖中可以看出，諧振電感電流ilr呈正弦上升，開關管電壓vds呈正弦下降，經過t12時間，諧振結束，開關管兩端電壓降為零，諧振電感電流達到最大值；在t23時間段內，諧振電感電流經開關管s中反并聯(lián)體二極管，開關管兩端電壓為零，在此階段應打開開關管s；軟開關過渡過程最后一個階段中，t3時刻開關管s開通，電流增大，諧振電感電流線性下降。

圖13(a)中，負載在8ms～8.5ms時間段內由滿載線性變?yōu)榘胼d，在變化過程中輸出電壓略微增大，在負載變化結束后，迅速恢復到穩(wěn)定；相應的，圖13(b)中，負載在8ms～8.5ms時間段內由半載線性變?yōu)闈M載，在變化過程中輸出電壓略微向下波動，負載變化結束后，迅速恢復到穩(wěn)定，由此可以得出系統(tǒng)具有良好的負載調整率。

圖14(a)-圖14(f)是zvt高升壓比直流變換器在輸入變化時的仿真波形圖。其中，圖14(a)25v到38v，圖14(b)38v到25v，圖14(c)38v到45v，圖14(d)45v到38v，圖14(e)25v到45v，圖14(f)45v到25v。

以圖13(a)、(b)為例進行分析，在圖4-8(a)中，輸入電壓在8ms～8.5ms時間段內由25v上升至38v，在切換過程中輸出電壓向上存在略微的波動，切換過程結束后，輸出電壓迅速恢復到穩(wěn)定；相應的，在圖4-8(b)中，輸入電壓在8ms～8.5ms時間段內由38v跌落至25v，在變化過程中輸出電壓略微向下波動，輸入電壓變化結束后，迅速恢復到穩(wěn)定。

通過分析改進的基于boost/buck-boost衍生的i型高升壓比直流變換器的工作原理，指出其開關管工作在硬開關狀態(tài)下，無法在高頻下運行，通過添加輔助電路，實現主功率開關管零電壓開通和關斷，解決該問題。在此基礎上，提出一種適用于該變換器的控制方案，實現對變換器的穩(wěn)定控制。仿真結果表明，所提出的zvt高升壓比直流變換器能夠實現主功率開關管及整流二極管的軟開關，控制方案能夠正常運行，系統(tǒng)魯棒性良好、動態(tài)響應迅速。

以上所述僅為本申請的優(yōu)選實施例而已，并不用于限制本申請，對于本領域的技術人員來說，本申請可以有各種更改和變化。凡在本申請的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本申請的保護范圍之內。

上述雖然結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式進行了描述，但并非對本發(fā)明保護范圍的限制，所屬領域技術人員應該明白，在本發(fā)明的技術方案的基礎上，本領域技術人員不需要付出創(chuàng)造性勞動即可做出的各種修改或變形仍在本發(fā)明的保護范圍以內。