本發(fā)明屬于電源技術改進領域，尤其涉及一種高頻諧振無傳感器的直流電流源。

背景技術：

傳統(tǒng)的直流電流源分為功率環(huán)節(jié)，電流采樣環(huán)節(jié)和反饋控制環(huán)節(jié)。通過隔離或非隔離的電流檢測電路獲取電流信息，再通過反饋計算誤差輸出控制量，控制電流源的功率環(huán)節(jié)，達到對輸出電流的控制。如下圖1所示，是基于同步buck拓撲的開關型電流源結構。

傳統(tǒng)的直流電流源結構中，采用了專門的電流檢測電路，能夠精確的反饋輸出電流，并通過調整控制器輸出控制輸出電流。但是該方案的主要缺陷是，由于電流檢測電路的引入，無論是霍爾電流檢測還是采樣電阻檢測都會引入附加的電子元件，增加系統(tǒng)的成本，體積以及損耗。開關電路有較高的開關損耗，不適用于特別高頻的應用環(huán)境。此外，采樣反饋電路受限于電流檢測電路的動態(tài)響應，也會影響系統(tǒng)的高頻化。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種高頻諧振無傳感器的直流電流源，旨在解決上述的技術問題。

本發(fā)明是這樣實現(xiàn)的，一種多諧振的dc-dc變換器，所述dc-dc變換器包括驅動電路及功率電路，所述驅動電路的輸出端連接所述功率電路的驅動端，所述功率電路包括輸入諧振模塊、串聯(lián)諧振模塊、輸出諧振模塊、主動開關模塊及被動開關模塊，電壓vin的輸出端連接所述輸入諧振模塊的輸入端，所述輸入諧振模塊的輸出端連接所述串聯(lián)諧振模塊的輸入端，所述串聯(lián)諧振模塊的輸出端連接所述輸出諧振模塊的輸出端，所述主動開關模塊的輸出端連接所述串聯(lián)諧振模塊的輸入端，所述被動開關模塊的輸出端連接所述輸出諧振模塊的輸入端，所述電源vin的輸出端分別連接所述主動開關模塊的輸入端及被動開關模塊的輸入端。

本發(fā)明的進一步技術方案是：所述輸入諧振模塊包括電感l(wèi)in及電容cin，所述電源vin的正端連接所述電感l(wèi)in的一端，所述電感l(wèi)in的另一端連接所述電容cin的一端，所述電容cin的另一端連接所述電源vin的負端。

本發(fā)明的進一步技術方案是：所述串聯(lián)諧振模塊包括電感l(wèi)s及電容cs，所述電感l(wèi)s的一端連接所述電感l(wèi)in的另一端，所述電感l(wèi)s的另一端連接所述電容cs的一端。

本發(fā)明的進一步技術方案是：所述輸出諧振模塊包括電感l(wèi)out及電容cout，所述電感l(wèi)out的一端及電容cout的一端分別連接所述電容cs的另一端，所述電容cout的另一端連接所述電壓vin的負端。

本發(fā)明的進一步技術方案是：所述主動開關模塊包括mos管m1，所述mos管m1的源極連接所述電源vin的負端及電容cin的另一端，所述mos管m1的漏極連接所述電感l(wèi)in的另一端、電感l(wèi)s的一端及電容cin的一端。

本發(fā)明的進一步技術方案是：所述被動開關模塊包括二極管d1，所述二極管d1的陰極分別連接所述電容cs的另一端、電容cout的一端及電感l(wèi)out的一端，所述二極管d1的另一端分別連接所述電容cout的另一端及電壓vin的負端。

本發(fā)明的進一步技術方案是：所述驅動電路包括驅動器，所述驅動器的輸出端連接所述mos管m1的柵極。

本發(fā)明的另一目的在于提供一種高頻諧振無傳感器的直流電流源，所述直流電流源包括多個dc-dc變換器、分頻器及振蕩器，多個所述dc-dc變換器并列設置，多個所述dc-dc變換器上的驅動模塊的輸入端分別連接所述分頻器的輸出端，所述分頻器的輸入端連接所述振蕩器的輸入端。

本發(fā)明的有益效果是：e2多諧振dc-dc變換器模塊采用e電路結構，能夠滿足zvs及zds，開關損耗低，效率高。由于開關損耗低，所以電路能工作在數(shù)百khz甚至mhz級的工作頻率，能夠有效減少無源器件的電容電感值。由于沒有額外的電流檢測電路，所以系統(tǒng)的成本可以大幅降低。此外當頻率大幅上升后，電路中功率部分的電容以及電感取值都可以特別小，因而可以顯著降低成本。極高的工作頻率和較小的電容電感值，能夠有效地提高系統(tǒng)的動態(tài)響應速度。較小的電容電感，可以選用陶瓷電容及空芯線圈等重量輕的元件，能夠顯著減小系統(tǒng)的體積和重量，便于很多對此要求嚴格的應用場合。由于采用多相并聯(lián)技術，n相并聯(lián)能夠消除n-1次諧波，而本身系統(tǒng)頻率也較高，所以輸入和輸出電流的紋波都很低。

附圖說明

圖1是傳統(tǒng)的基于同步buck拓撲的開關型電流源結構示意圖。

圖2是本發(fā)明實施例提供的多諧振dc-dc變換器的原理圖。

圖3是本發(fā)明實施例提供的多諧振dc-dc變換器模塊典型波形圖。

圖4是本發(fā)明實施例提供的多諧振dc-dc變換器模塊的負載特性i-v曲線圖。

圖5是本發(fā)明實施例提供的高頻諧振無傳感器的直流電流源原理圖。

具體實施方式

圖2-4示出了本發(fā)明提供的多諧振的dc-dc變換器，所述dc-dc變換器包括驅動電路及功率電路，所述驅動電路的輸出端連接所述功率電路的驅動端，所述功率電路包括輸入諧振模塊、串聯(lián)諧振模塊、輸出諧振模塊、主動開關模塊及被動開關模塊，電壓vin的輸出端連接所述輸入諧振模塊的輸入端，所述輸入諧振模塊的輸出端連接所述串聯(lián)諧振模塊的輸入端，所述串聯(lián)諧振模塊的輸出端連接所述輸出諧振模塊的輸出端，所述主動開關模塊的輸出端連接所述串聯(lián)諧振模塊的輸入端，所述被動開關模塊的輸出端連接所述輸出諧振模塊的輸入端，所述電源vin的輸出端分別連接所述主動開關模塊的輸入端及被動開關模塊的輸入端。

所述輸入諧振模塊包括電感l(wèi)in及電容cin，所述電源vin的正端連接所述電感l(wèi)in的一端，所述電感l(wèi)in的另一端連接所述電容cin的一端，所述電容cin的另一端連接所述電源vin的負端。

所述串聯(lián)諧振模塊包括電感l(wèi)s及電容cs，所述電感l(wèi)s的一端連接所述電感l(wèi)in的另一端，所述電感l(wèi)s的另一端連接所述電容cs的一端。

所述輸出諧振模塊包括電感l(wèi)out及電容cout，所述電感l(wèi)out的一端及電容cout的一端分別連接所述電容cs的另一端，所述電容cout的另一端連接所述電壓vin的負端。

所述主動開關模塊包括mos管m1，所述mos管m1的源極連接所述電源vin的負端及電容cin的另一端，所述mos管m1的漏極連接所述電感l(wèi)in的另一端、電感l(wèi)s的一端及電容cin的一端。

所述被動開關模塊包括二極管d1，所述二極管d1的陰極分別連接所述電容cs的另一端、電容cout的一端及電感l(wèi)out的一端，所述二極管d1的另一端分別連接所述電容cout的另一端及電壓vin的負端。

所述驅動電路包括驅動器，所述驅動器的輸出端連接所述mos管m1的柵極。

圖5示出了本發(fā)明的另一目的在于提供一種高頻諧振無傳感器的直流電流源，所述直流電流源包括多個dc-dc變換器、分頻器及振蕩器，多個所述dc-dc變換器并列設置，多個所述dc-dc變換器上的驅動模塊的輸入端分別連接所述分頻器的輸出端，所述分頻器的輸入端連接所述振蕩器的輸入端。

一種高頻諧振型無傳感器直流電流源。電路由e2多諧振dc-dc變換器構成基本的電流源模塊，再利用多路并聯(lián)的結構顯著減少輸入輸出的電流紋波。

圖2為e2多諧振dc-dc變換器模塊，包括驅動電路和主功率電路。圖中包括輸入電壓vin，輸出電流iout表征系統(tǒng)的外特性。主功率電路包括3對lc諧振網絡，分別是輸入諧振網絡lin和cin，串聯(lián)諧振網絡ls和cs以及輸出諧振網絡lout和cout；主功率電路還包括主動開關管m1和被動開關管（二極管）d1。驅動電路包括能夠完成對m1進行驅動的芯片和一個時鐘振蕩器芯片。

圖3為典型的e2多諧振dc-dc變換器模塊的主動開關管m1和被動開關管（二極管）d1上的電壓波形。vds波形為主開關管上的電壓電流及驅動的波形，vdiode為被動開關管（二極管）d1上的電壓電流波形。由圖形可以看出開關管上電壓滿足zvs和zds，能夠有效地減少開關損耗。

圖4為e2多諧振dc-dc變換器模塊的負載特性i-v曲線。在恒流輸出區(qū)，模塊電流隨著輸出電壓升高，只有很小的下降，因此非常適合于恒流源應用。而在過壓保護區(qū)，模塊輸出電流自動下降，不必外加負載過壓保護電路。模塊有一個最大功率點，所以在工作過程中不會超過最大功率輸出，所以也不用外加過載保護電路。

圖5為本文所提出的一種高頻諧振型無傳感器直流電流源，采用多相結構，每一相為一個完整的e2多諧振dc-dc變換器模塊。每一相的驅動信號來自于振蕩器及其分頻電路，達到移相的目的。由于移相的作用，n-1（n位相數(shù)）次諧波都被抵消，因而輸入和輸出的電流紋波都將大幅減少。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。