本發(fā)明涉及pfc控制領域，尤其涉及一種pfc電路及變頻空調器。

背景技術：

現有用于低電壓如100vac供電電壓下的驅動變頻壓縮機或者直流電機的pfc(powerfactorcorrection，功率因素校正)電路通常采用倍壓整流后再輸出供電，現有的倍壓整流方案的pfc電路都包括兩只整流橋堆，其中一只橋堆用于倍壓整流，另外一只用于全波整流后給pfc部分供電，在整個pfc電路工作過程中，這兩只橋堆的每個二極管總共有8個二極管都要工作，由于pfc電路的工作電流大，因此這兩個橋堆發(fā)熱大，造成很大的能量浪費。

技術實現要素：

本發(fā)明的主要目的在于提供一種pfc電路及變頻空調器，目的在于解決現有倍壓整流方式的pfc電路橋堆發(fā)熱大的問題。

為實現上述目的，本發(fā)明提供的一種pfc電路，包括電抗器、整流模塊、開關模塊、第一電容、第二電容、控制器及驅動模塊；

所述電抗器連接交流電源的輸入端，所述電抗器、整流模塊串聯(lián)在交流電源回路中；

所述第一電容和第二電容串聯(lián)后并聯(lián)在所述整流模塊輸出端，

所述驅動模塊并聯(lián)在所述整流模塊輸出端，所述整流模塊對輸入的交流電整流成直流電，以為所述驅動模塊工作提供電源，所述驅動模塊控制端連接所述控制器，所述控制器控制所述驅動模塊以驅動負載運行；

所述整流模塊包括第一整流單元和第二整流單元，所述第一整流單元包括第一二極管和第一igbt管，所述第二整流單元包括第二二極管和第二igbt管，所述第一整流單元和第二整流單元并聯(lián)，所述第一整流單元和第二整流單元分別包括由二極管和自帶續(xù)流二極管的igbt管串聯(lián)組成的支路，所述整流模塊的兩個igbt管的控制端分別連接所述控制器，所述整流模塊的兩個igbt管在控制器控制下進行開關切換，以對所述整流模塊輸出的直流電壓和直流電流進行功率因素校正；

所述第一電容和第二電容的共接點連接所述交流電源回路，以使由整流模塊和所述第一電容以及第二電容組成倍壓整流電路。

優(yōu)選的，所述第一二極管的正極連接所述第一igbt管的源級，所述第二二極管的正極連接所述第二igbt管的源級，所述第一二極管負極與所述第二二極管的負極并聯(lián)做為所述整流模塊的正極輸出端，所述第一igbt管的漏極與所述第二igbt管的漏極并聯(lián)做為所述整流模塊的負極輸出端。

優(yōu)選的，所述第一二極管的正極連接所述第一igbt管的源級，所述第二二極管的正極連接所述第二igbt管的源級，所述第一igbt管的源級與所述第二igbt管的源級并聯(lián)做為所述整流模塊的正極輸出端，所述第一二極管負極與所述第二二極管的負極并聯(lián)做為所述整流模塊的負極輸出端。

優(yōu)選的，所述第一電容和第二電容的共接點連接所述交流電壓的零線輸入端。

優(yōu)選的，所述第一電容和第二電容的共接點連接所述交流電壓的火線輸入端。

優(yōu)選的，還包括電流檢測模塊，

所述電流檢測模塊串聯(lián)于所述交流回路，所述電流檢測模塊的輸出端連接所述控制器，以檢測所述交流電源輸入的交流電流值。

優(yōu)選的，還包括過零檢測模塊，

所述過零檢測模塊并聯(lián)在所述交流電源輸入端，所述過零檢測模塊輸出端連接所述控制器，以檢測所述交流電源的電壓過零信號，所述控制器根據所述電壓過零信號控制所述整流模塊的兩個igbt管的開關狀態(tài)進行切換。

優(yōu)選的，還包括電壓檢測模塊，

所述電壓檢測模塊并聯(lián)在所述整流模塊輸出端，所述電壓檢測模塊的輸出端連接所述控制器，以檢測所述整流模塊輸出的直流電壓值。

為實現上述目的，本發(fā)明還提供一種變頻空調器，所述變頻空調器包括所述的pfc電路。

本發(fā)明提供的pfc電路，通過設置兩個包括由二極管和自帶續(xù)流二極管的igbt管串聯(lián)組成的支路并聯(lián)構成整流模塊，且電抗器連接交流電源的輸入端，電抗器、整流模塊串聯(lián)在交流電源回路中，第一電容和第二電容串聯(lián)后并聯(lián)在整流模塊輸出端且第一電容和第二電容的共接點連接交流回路，本發(fā)明實施例的pfc電路在工作時，其電流回路只經過一個二極管或一個igbt管的續(xù)流二極管，相對現有技術的需要經過兩個整流橋堆的每個二極管，大大減少了二極管的工作數量，因此降低了整個pfc電路的發(fā)熱損耗降低了能量的浪費。

附圖說明

圖1為本發(fā)明pfc電路第一實施例的電路結構示意圖；

圖2為第一實施例中電抗器在儲能時的電流回路示意圖；

圖3為第一實施例中對第一電容充電的電流回路示意圖；

圖4為第一實施例中電抗器在儲能時的另一電流回路示意圖；

圖5為第一實施例中對第二電容充電的電流回路示意圖；

圖6為本發(fā)明pfc電路第二實施例的電路結構示意圖；

圖7為第二實施例中對第二電容充電的電流回路示意圖；

圖8為第二實施例中對第一電容充電的電流回路示意圖；

圖9為本發(fā)明pfc電路第三實施例的電路結構示意圖；

圖10為本發(fā)明pfc電路第四實施例的電路結構示意圖。

具體實施方式

下面詳細描述本發(fā)明的實施例，所述實施例的示例在附圖中示出，其中自始至終相同或類似的標號表示相同或類似的元件或具有相同或類似功能的元件。下面通過參考附圖描述的實施例是示例性的，旨在用于解釋本發(fā)明，而不能理解為對本發(fā)明的限制。

參照圖1，圖1為本發(fā)明第一實施例提供的pfc電路結構圖，為了便于說明，僅示出了與本發(fā)明實施例相關的部分，詳述如下：

本發(fā)明實施例提供的pfc電路包括電抗器l、整流模塊10、開關模塊20、第一電容e1、第二電容e2、控制器20及驅動模塊30；

電抗器l連接交流電源的輸入端，電抗器l、整流模塊10串聯(lián)在交流電源回路中；

第一電容e1和第二電容e2串聯(lián)后并聯(lián)在整流模塊10輸出端，

驅動模塊30并聯(lián)在整流模塊10輸出端，整流模塊10對輸入的交流電整流成直流電，以為驅動模塊30工作提供電源，驅動模塊30控制端連接控制器20，控制器20控制驅動模塊30以驅動負載運行；

整流模塊10包括第一整流單元11和第二整流單元12，第一整流單元11包括第一二極管d1和第一igbt管q1，第二整流單元12包括第二二極管d2和第二igbt管q2，第一整流單元11和第二整流單元12并聯(lián)，第一整流單元11和第二整流單元12分別包括由二極管和自帶續(xù)流二極管的igbt管(insulatedgatebipolartransistor，絕緣柵雙極型晶體管)串聯(lián)組成的支路，整流模塊10的兩個igbt管的控制端分別連接控制器20，整流模塊10的兩個igbt管在控制器20控制下進行開關切換，以對整流模塊10輸出的直流電壓和直流電流進行功率因素校正；

第一電容e1和第二電容e2的共接點連接交流電源回路，以使由整流模塊10和第一電容e1以及第二電容e2組成倍壓整流電路。

整流模塊10的第一整流單元11包括第一二極管d1和第一igbt管q1，第二整流單元12包括第二二極管d2和第二igbt管q2；

第一二極管d1的正極連接第一igbt管q1的集電極，第二二極管d2的正極連接第二igbt管q2的集電極，第一二極管d1負極與第二二極管d2的負極并聯(lián)做為整流模塊10的正極輸出端，第一igbt管q1的發(fā)射極與第二igbt管q2的發(fā)射極并聯(lián)做為整流模塊10的負極輸出端。

第一電容e1和第二電容e2的共接點連接在交流電源的零線輸入端。

本實施例的pfc電路還包括過零檢測模塊50，過零檢測模塊50并聯(lián)在交流電源輸入端，過零檢測模塊50輸出端連接控制器20，以檢測交流電源的電壓過零信號，控制器根據電壓過零信號控制整流模塊10的兩個igbt管的開關狀態(tài)進行切換。過零檢測模塊50的具體電路可參考現有技術，在此不再贅述。

本實施例的pfc電路還包括電流檢測模塊40，電流檢測模塊40串聯(lián)于交流回路，圖1中電流檢測模塊40串聯(lián)在交流電源的火線端，當然也可以串聯(lián)在交流電源的零線端，電流檢測模塊40的輸出端連接控制器20，以檢測交流電源輸入的交流電流值。電流檢測模塊40由包括電流互感器t1和外加檢測電路構成，電流檢測模塊40的具體電路可參考現有技術，在此不再贅述。

本實施例的pfc電路還包括電壓檢測模塊60，電壓檢測模塊60并聯(lián)在整流模塊10輸出端，電壓檢測模塊60的輸出端連接控制器20，以檢測整流模塊10輸出的直流電壓值。電壓檢測模塊60可采用基于電阻分壓結構形式的簡單電路組成，具體電路可參考現有技術，在此不再贅述。

本實施例所示的pfc電路工作原理如下：由整流模塊10和第一電容e1以及第二電容e2組成的整流濾波電路工作在倍壓整流模式。如圖2所示，當控制器20控制第一igbt管q1導通、第二igbt管q2截止時，此時交流電源電流從火線即l線出發(fā)經電抗器l、第一igbt管q1的集電極和發(fā)射極、第二igbt管q2的續(xù)流二極管d4的正極和負極回到交流電源零線即n線構成回路，實現對電抗器l的儲能；如圖3所示，當控制器20控制第一igbt管q1截止時，電抗器l上產生感應電動勢，其流經電抗器l的電流方向與第一igbt管q1截止前保持一致，此時電抗器l的感應電動勢產生的電流經第一二極管d1、第一電容e1構成回路以對第一電容e1充電，以此實現了交流電源電流從l線出發(fā)方向時的從整流模塊10輸出的直流電壓和電流的功率因素校正。如圖4所示，當控制器30控制第二igbt管q2導通、第一igbt管q1截止時，此時交流電源電流從火線即n線出發(fā)經第二igbt管q2的集電極和發(fā)射極、第一igbt管q1的續(xù)流二極管d3的正極和負極、電抗器l回到交流電源零線即l線構成回路，實現對電抗器l的儲能；如圖5所示，當控制器20控制第二igbt管q2截止時，電抗器l上產生感應電動勢，其流經電抗器l的電流方向與第二igbt管q2截止前保持一致，此時電抗器l的感應電動勢產生的電流經第二電容e2、第一igbt管q1的續(xù)流二極管d3成電流回路以對第二電容e2充電，以此實現了交流電源電流從n線出發(fā)方向時的從整流模塊10輸出的直流電壓和電流的功率因素校正。上述電抗器l產生的不同極性感應電動勢分別對第一電容e1和第二電容e2充電，因此第一電容e1和第二電容e2兩端的電壓為單個電容上電壓的一倍，實現了倍壓整流方式。因此，控制器分別通過控制第一igbt管q1和第二igbt管q2的交替導通和截止，實現了倍壓整流模式下的功率因素校正功能。

本實施例所示的pfc電路，驅動模塊30驅動的負載包括壓縮機或者電機，這里的壓縮機或電機為永磁同步電機，驅動模塊包括由ipm模塊(intelligentpowermodule，智能功率模塊)組成的電路，在控制器20控制下，實現將加載在ipm模塊上的直流電逆變成交流電實現對壓縮機或者電機的驅動。本實施例的pfc電路在工作時，由于pfc電路輸入的是交流電，因此需要保證在第一igbt管q1或第二igbt管q2工作時維持電流，以實現對電抗器l的儲能，因而控制器需要通過零檢測模塊50檢測交流電的過零信號，在過零以后才控制第一igbt管q1或第二igbt管導通以保證能通過持續(xù)的電流實現對電抗器l的儲能。而且pfc電路在工作過程中，控制器20還需要通過電流檢測模塊40獲取當前電路的工作電流，如果發(fā)現負載的工作電流過高，導致pfc電路的工作電流過高時，控制器20控制兩個igbt管關閉以關閉pfc電路工作保護整個pfc電路。本實施例的pfc電路在過程中，控制器20還需要通過電壓檢測模塊60實時檢測整流模塊輸出的直流電壓即直流母線電壓，在直流母線電壓值偏高時，可通過調整第一igbt管q1或第二igbt管導通的脈寬值，以降低輸出的直流母線電壓值，實現了直流母線電壓值的穩(wěn)定。

本實施例的pfc電路從上述的工作過程可以知道，當工作在倍壓整流模式下時，在電抗器l儲能時，電流回路只經過其中一個igbt管的續(xù)流二極管，而在電抗器l產生感應電動勢對第一電容e1和第二電容e2充電時，電流回路只經過其中的一個二極管或者其中一個igbt管的續(xù)流二極管。因此相對現有技術的采樣兩只整流橋堆的pfc電路工作時，每只橋堆的每個二極管都工作，本發(fā)明實施例的pfc電路在工作時大大減少了二極管的工作數量，因此降低了整個pfc電路的發(fā)熱損耗降低了能量的浪費。

本發(fā)明實施例提供的pfc電路，通過設置兩個包括由二極管和自帶續(xù)流二極管的igbt管串聯(lián)組成的支路并聯(lián)構成整流模塊10，且電抗器l連接交流電源的輸入端，電抗器l、整流模塊10串聯(lián)在交流電源回路中，第一電容e1和第二電容e2串聯(lián)后并聯(lián)在整流模塊10輸出端，且第一電容e1和第二電容e2的共接點連接交流回路。本發(fā)明實施例的pfc電路在工作時，其電流回路只經過一個二極管或一個igbt管的續(xù)流二極管，相對現有技術的需要經過兩個整流橋堆的每個二極管，大大減少了二極管的工作數量，因此降低了整個pfc電路的發(fā)熱損耗降低了能量的浪費。

進一步的，基于本發(fā)明pfc電路第一實施例，本發(fā)明第二實施例的pfc電路如圖6所示，與第一實施例不同之處是第一電容e1和第二電容e2共接點連接方式不同。

第一電容e1和第二電容e2共接點連接交流電源的火線輸入端。

在本實施例中，第一電容e1和第二電容e2共接點改為連接在近交流電源的火線即l線端，具體是并聯(lián)在電抗器l和整流模塊20的一交流輸入端之間。

本實施例的pfc電路工作時，當第一igbt管q1或第二igbt管q2導通使得電抗器l處于儲能狀態(tài)下時其工作原理與第一實施例相同，不同之處是當第一igbt管q1或第二igbt管q2截止使得電抗器l產生的感應電動勢形成的電流回路不同。如圖7所示，當第一igbt管q1從導通變成截止時，電抗器l上產生感應電動勢，其流經電抗器l的電流方向與第一igbt管q1截止前保持一致，此時電抗器l的感應電動勢產生的電流經第二電容e2、第二igbt管q2的續(xù)流二極管d4構成回路以對第二電容e2充電，以此實現了交流電源電流從l線出發(fā)方向時的從整流模塊10輸出的直流電壓和電流的功率因素校正；如圖8所示，當第二igbt管q2從導通變成截止時，電抗器l上產生感應電動勢，其流經電抗器l的電流方向與第二igbt管q2截止前保持一致，此時電抗器l的感應電動勢產生的電流經第二二極管d2、第一電容e1構成回路以對第一電容e1充電，以此實現了交流電源電流從n線出發(fā)方向時的從整流模塊10輸出的直流電壓和電流的功率因素校正。上述充電過程均只經過一個二極管，相對現有技術要經過兩個整流橋堆的每個二極管要大大減少，因此降低了整個pfc電路的發(fā)熱損耗。

進一步的，基于本發(fā)明pfc電路第一實施例，本發(fā)明第三實施例的pfc電路如圖9所示，與第一實施例不同之處是整流模塊10的電路結構不同。

第一二極管的正極連接第一igbt管q1的集電極，第二二極管的正極連接第二igbt管q2的集電極，第一二極管負極與第二二極管的負極并聯(lián)做為整流模塊的正極輸出端，第一igbt管q1的發(fā)射極與第二igbt管q2的發(fā)射極并聯(lián)做為整流模塊的負極輸出端。即第一整流單元11和第二整流單元12中的二極管和igbt管的連接位置相對第一實施例調換。

本實施例的pfc電路原理與第一實施例相似，在pfc電路的第一igbt管q1或第二igbt管q2導通時，其電流在電流回路中分別經過其中一個igbt管的續(xù)流二極管和另外一個igbt管的集電極和發(fā)射極以對電抗器l儲能；而在第一igbt管q1或第二igbt管q2導通變成截止時，其電抗器l產生的感應電動勢分別經第一igbt管q1的續(xù)流二極管d3或者第一二極管d1對第一電容e1或第二電容e2充電，其充電回路最多只經過一個二極管或一個igbt管的續(xù)流二極管，與第一實施例的二極管工作數量相同，因此相對現有技術同樣大大減少了二極管的工作數量，因此降低了整個pfc電路的發(fā)熱損耗降低了能量的浪費。

進一步的，基于本發(fā)明pfc電路第三實施例，本發(fā)明第四實施例的pfc電路如圖10所示，與第三實施例不同之處是第一電容e1和第二電容e2共接點連接方式不同。第一電容e1和第二電容e2共接點的連接方式同第二實施例中第一電容e1和第二電容e2共接點的電路連接方式。

本實施例的pfc電路原理與第三實施例相似，在pfc電路工作過程中，其電流回路中最多只經過一個二極管或一個igbt管的續(xù)流二極管，與第一實施例的二極管工作數量相同，因此相對現有技術同樣大大減少了二極管的工作數量，因此降低了整個pfc電路的發(fā)熱損耗降低了能量的浪費。

本發(fā)明還提供一種變頻空調器，由室內機、室外機組成，其中室外機包括變頻壓縮機，室外機控制電路中包括上述pfc電路，其具體的實施方式可參考上述實施例，在此不再贅述。

在本說明書的描述中，參考術語“第一實施例”、“第二實施例”、“示例”等的描述意指結合該實施例或示例描述的具體方法、裝置或者特點包含于本發(fā)明的至少一個實施例或示例中。在本說明書中，對上述術語的示意性表述不必須針對的是相同的實施例或示例。而且，描述的具體特征、方法、裝置或者特點可以在任一個或多個實施例或示例中以合適的方式結合。此外，在不相互矛盾的情況下，本領域的技術人員可以將本說明書中描述的不同實施例或示例以及不同實施例或示例的特征進行結合和組合。

以上僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例，并非因此限制本發(fā)明的專利范圍，凡是利用本發(fā)明說明書及附圖內容所作的等效結構或等效流程變換，或直接或間接運用在其他相關的技術領域，均同理包括在本發(fā)明的專利保護范圍內。