本發(fā)明涉及感應電能傳輸技術領域，具體涉及一種副邊并聯(lián)補償?shù)膇pt系統(tǒng)負載與互感參數(shù)識別方法。

背景技術：

感應電能傳輸(inductivepowertransfer,ipt)技術作為主流無線電能傳輸(wirelesspowertransfer)技術之一，得到了越來越廣泛的關注與研究。隨著ipt技術的迅速發(fā)展，該技術在交通運輸、照明系統(tǒng)、電子產(chǎn)品充電以及生物醫(yī)電等諸多領域的應用逐漸推廣。

近年來，許多科研者致力于提升ipt系統(tǒng)能量傳輸容量或者效率，并且上述二者均與負載以及磁場耦合強度密切相關。然而在很多實際應用中，負載以及互感的變化無法避免且不可知。以電動汽車的無線供電為例，不同的電動汽車有不同的負載特性以及不同的能量需求。同時，不同的底盤高度以及底盤與能量發(fā)射線圈之間的偏移將導致互感的變化。一般而言，為了獲得負載以及互感信息，在系統(tǒng)能量發(fā)射端及接收端之間建立額外的通信系統(tǒng)是一種常用的解決方案。然而，如能無需通信系統(tǒng)而獲取上述信息無疑將降低系統(tǒng)體積、成本以及復雜度。

如今，已有學者在互感固定的情況下提出了一些ipt系統(tǒng)的負載識別方法。此外，文獻suy,zhangh,wangiz,patrickhua,chenl,suny.steady-stateloadidentificationmethodofinductivepowertransfersystembasedonswitchingcapacitors.ieeetransactionsonpowerelectronics,2015,30(11):6349～6355.針對s/s型ipt系統(tǒng)，通過切換系統(tǒng)原邊諧振回路中增加的補償電容完成了負載與互感識別。由于并聯(lián)補償具有電壓泵升特性以及固有的電流限流能力，因此它在實際應用中得以廣泛運用。然而，目前暫時沒有針對能量拾取端諧振網(wǎng)絡為并聯(lián)補償拓撲的ipt系統(tǒng)負載與互感參數(shù)識別的相關研究。因此，本發(fā)明針對副邊電路為并聯(lián)補償形式，能量發(fā)射端諧振網(wǎng)絡可為串聯(lián)補償、并聯(lián)補償以及l(fā)cl補償?shù)膇pt系統(tǒng)，提出了一種穩(wěn)態(tài)條件下的負載與互感參數(shù)識別方法。

技術實現(xiàn)要素：

本申請通過提供一種副邊并聯(lián)補償?shù)膇pt系統(tǒng)負載與互感參數(shù)識別方法，針對副邊電路為并聯(lián)補償形式，能量發(fā)射端諧振網(wǎng)絡可以為串聯(lián)補償、并聯(lián)補償以及l(fā)cl補償?shù)膇pt系統(tǒng)，僅需要在系統(tǒng)能量發(fā)射端檢測系統(tǒng)運行頻率、逆變器輸出電流及電壓有效值就可實現(xiàn)負載及互感參數(shù)的識別，并且該方法無需額外電路即可實現(xiàn)，因此不會降低系統(tǒng)功率密度，同時不會增加系統(tǒng)成本及控制難度。

為解決上述技術問題，本申請采用以下技術方案予以實現(xiàn)：

一種副邊并聯(lián)補償?shù)膇pt系統(tǒng)負載與互感參數(shù)識別方法，包括如下步驟：

s1：確定ipt系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)并獲取對應的系統(tǒng)參數(shù)；

要求ipt系統(tǒng)的副邊電路采用能量接收線圈ls與補償電容cs并聯(lián)形式，原邊電路采用原邊線圈lp與補償電容cp串聯(lián)構(gòu)成的串聯(lián)補償或者原邊線圈lp與補償電容cp并聯(lián)構(gòu)成的并聯(lián)補償或者原邊線圈lp與補償電容cp并聯(lián)后再與電感l(wèi)r串聯(lián)構(gòu)成的lcl補償；

對應的系統(tǒng)參數(shù)包括：原邊線圈lp、能量接收線圈ls、電感l(wèi)r、補償電容cp、補償電容cs、原邊線圈lp的串聯(lián)等效電阻rp、能量接收線圈ls的串聯(lián)等效電阻rs以及電感l(wèi)r的串聯(lián)等效電阻rr；

s2：測量逆變器輸出電壓uinv、輸出電流iinv及系統(tǒng)運行頻率f；

s3：判斷原邊電路的補償形式，如果是串聯(lián)補償或者并聯(lián)補償，則進入步驟s4，如果是lcl補償，則進入步驟s8；

s4：定義參數(shù)ψ＝ωcsr，式中，ω為系統(tǒng)實際運行角頻率，r為負載，根據(jù)方程式m1ψ²+m2ψ+m3＝0求解得到參數(shù)ψ1和參數(shù)ψ2：

對于原邊串聯(lián)補償拓撲而言：

式中，參數(shù)為參數(shù)zθ的實部，為參數(shù)zθ的虛部，ω為系統(tǒng)實際運行角頻率，z11為輸入阻抗；

對于原邊并聯(lián)補償或者lcl補償拓撲而言：

其中，

式中，參數(shù)α1＝1-ω²lpcp，參數(shù)β1＝ωcprp；

s5：定義并計算變量μ＝σ(n)-1-σ(n)-2，其中，

ε(n)-i＝iinv⁽ⁿ⁾-mea-iinv⁽ⁿ⁾-i

式中，iinv⁽ⁿ⁾-mea為iinv的n次諧波有效值的測量值，iinv⁽ⁿ⁾-i為iinv的n次諧波有效值，i＝1,2，n＝3,5...2k+1；

s6：判斷是否滿足μ＜0，如果是，則進入步驟s7，否則進入步驟s8；

s7：根據(jù)參數(shù)ψ1計算負載r1及互感m1，完成負載與互感的識別；

s8：根據(jù)步驟s4計算參數(shù)ψ2，進入步驟s9；

s9：根據(jù)參數(shù)ψ2計算負載r2及互感m2，完成負載與互感的識別。

進一步地，步驟s1中構(gòu)建的副邊并聯(lián)補償?shù)膇pt系統(tǒng)的參數(shù)滿足以下關系：

式中，ω0為固有諧振頻率，s/p表示原邊串聯(lián)補償、副邊并聯(lián)補償，p/p表示原邊并聯(lián)補償、副邊并聯(lián)補償，lcl/p表示原邊lcl補償、副邊并聯(lián)補償。

進一步地，步驟s7中對于原邊串聯(lián)補償拓撲而言：

負載互感

對于原邊并聯(lián)補償拓撲而言：

負載互感

進一步地，步驟s9中對于原邊串聯(lián)補償拓撲而言：

負載互感

對于原邊并聯(lián)以及l(fā)cl補償拓撲而言：

負載互感

與現(xiàn)有技術相比，本申請?zhí)峁┑募夹g方案，具有的技術效果或優(yōu)點是：該方法無需額外的控制以及通信電路，僅需要在系統(tǒng)能量發(fā)射端檢測系統(tǒng)運行頻率、逆變器輸出電流及電壓有效值即可實現(xiàn)，因此不會降低系統(tǒng)功率密度，同時系統(tǒng)成本以及控制難度也不會增加。

附圖說明

圖1為副邊并聯(lián)補償?shù)膇pt系統(tǒng)等效電路拓撲；

圖2(a)為能量拾取端串聯(lián)補償拓撲；

圖2(b)為能量拾取端并聯(lián)補償拓撲；

圖2(c)為能量拾取端lcl補償拓撲；

圖3為原邊串聯(lián)補償下，不同r時ωn隨m變化曲線圖；

圖4為原邊串聯(lián)補償下，不同ωn時m1·m3變化曲線圖；

圖5(a)為原邊并聯(lián)補償下，不同r時ωn隨m變化曲線圖；

圖5(b)為原邊lcl補償下，不同r時ωn隨m變化曲線圖；

圖6(a)為原邊并聯(lián)補償下，不同ωn時m1·m3變化曲線圖；

圖6(b)為原邊lcl補償下，不同ωn時m1·m3變化曲線圖；

圖7為原邊lcl補償下，不同ωn時ψ2變化曲線圖；

圖8為識別方法流程圖；

圖9為負載與互感識別方法結(jié)構(gòu)圖；

圖10為仿真結(jié)果示意圖；

圖11為負載固定情況下的實驗識別結(jié)果圖；

圖12為互感固定情況下的實驗識別結(jié)果圖。

具體實施方式

本申請實施例通過提供一種副邊并聯(lián)補償?shù)膇pt系統(tǒng)負載與互感參數(shù)識別方法，針對副邊電路為并聯(lián)補償形式，能量發(fā)射端諧振網(wǎng)絡可以為串聯(lián)補償、并聯(lián)補償以及l(fā)cl補償?shù)膇pt系統(tǒng)，僅需要在系統(tǒng)能量發(fā)射端檢測系統(tǒng)運行頻率、逆變器輸出電流及電壓有效值就可實現(xiàn)負載及互感參數(shù)的識別，以解決現(xiàn)有技術中為了獲得負載及互感信息需要建立額外的通信系統(tǒng)所帶來的系統(tǒng)功率密度、成本以及控制難度的增加的技術問題。

為了更好的理解上述技術方案，下面將結(jié)合說明書附圖以及具體的實施方式，對上述技術方案進行詳細的說明。

實施例：

圖1給出了副邊電路為并聯(lián)補償?shù)膇pt系統(tǒng)等效電路拓撲。

其系統(tǒng)的原邊電路補償形式可以為以下三種：如圖2(a)所示為原邊線圈lp與補償電容cp串聯(lián)構(gòu)成的原邊串聯(lián)諧振回路，圖2(b)所示為原邊線圈lp與補償電容cp并聯(lián)構(gòu)成的原邊并聯(lián)諧振回路。如圖2(c)所示的lcl諧振回路由原邊線圈lp并聯(lián)補償電容cp后再與電感l(wèi)r串聯(lián)構(gòu)成。在系統(tǒng)副邊，能量接收線圈ls與并聯(lián)補償電容cs構(gòu)成副邊諧振回路，并將能量傳遞給負載，圖中將系統(tǒng)整流環(huán)節(jié)與負載等效為負載r，m為耦合線圈lp、ls之間互感，rp、rs以及rr分別為線圈lp、ls以及電感l(wèi)r的串聯(lián)等效電阻，uinv與iinv分別為逆變器輸出電壓與輸出電流。

為了降低電源輸入的無功功率以及提高系統(tǒng)能量傳輸能力，系統(tǒng)的運行頻率應與原邊以及副邊電路的固有諧振頻率相近。因此，為了使得系統(tǒng)原邊以及副邊電路的固有諧振頻率均近似為ω0，系統(tǒng)電路參數(shù)滿足以下關系：

式中，ω0為固有諧振頻率，s/p表示原邊串聯(lián)補償、副邊并聯(lián)補償，p/p表示原邊并聯(lián)補償、副邊并聯(lián)補償，lcl/p表示原邊lcl補償、副邊并聯(lián)補償。

在系統(tǒng)的能量發(fā)射端，諧振電感與電容組成了低通濾波器，從而抑制了諧振回路中的高次諧波，因此本發(fā)明在分析中僅考慮了基波的存在。表1給出了逆變器輸出電壓uinv以及輸出電流iinv的均方根值(root-mean-square,rms)，其中umea以及imea分別表示逆變器輸出電壓以及輸出電流均方根值的測量值。

表1uinv以及iinv的均方根值

系統(tǒng)中涉及到的電路參數(shù)值：原邊線圈lp、能量接收線圈ls、電感l(wèi)r、補償電容cp、補償電容cs、原邊線圈lp的串聯(lián)等效電阻rp、能量接收線圈ls的串聯(lián)等效電阻rs以及電感l(wèi)r的串聯(lián)等效電阻rr均在實驗前測量得到，且在實驗過程中不會發(fā)生影響實驗結(jié)果的變化，因此，在本實施例中將上述參數(shù)視為已知的固定參數(shù)。

由圖1可以推導如下形式kvl回路方程：

其中，參數(shù)z11、z12、z21及z22的表達式分別列于表2中，ω為系統(tǒng)實際運行角頻率。

表2z11,z12,z21以及z22表達式

其中

γ＝ωm(4)

為了便于以下數(shù)學推導，定義參數(shù)ψ＝ωcsr，于是副邊諧振網(wǎng)絡阻抗zs表達如下：

由式(2)，可以得到表達式：

進一步，輸入阻抗zin可以由式(6)得到：

一般來說，系統(tǒng)會以零相角頻率運行從而最小化電源視在功率等級。當系統(tǒng)運行于此頻率時，uinv與iinv同相進而獲得以下關系式：

其中，以及分別表征相應變量的實部與虛部。進一步，由式(7)到(9)可以得到下列關系式：

如下定義參數(shù)zθ：

于是，式(10)可表達為：

參照表2，zθ的數(shù)值可以計算得到，同時也可得到實部以及虛部的表達式。對于原邊串聯(lián)補償拓撲而言：

對于原邊并聯(lián)補償以及l(fā)cl補償拓撲而言：

由式(4)與(5)看出，互感m僅與變量γ相關，而等效電阻值r包含于變量α2和β2中。因此，式(14)與(15)中的全部變量除了α2、β2和γ均為已知。將式(12)和(13)分別代入式(14)和(15)可消去變量γ，于是得到關于變量ψ的一般性方程：

m1ψ²+m2ψ+m3＝0(16)

對于原邊串聯(lián)補償拓撲而言：

對于原邊并聯(lián)補償以及l(fā)cl補償拓撲而言：

其中：

最終，ψ由式(16)計算得到：

于是，基于ψ1和ψ2可得到兩組r和m的表達式。

對于原邊串聯(lián)補償拓撲而言：

對于原邊并聯(lián)補償以及l(fā)cl補償拓撲而言：

由式(20)至(22)可發(fā)現(xiàn)，基于上述識別模型可以獲得兩組識別結(jié)果。其中一組解的數(shù)值接近測量值，認為這一組解為合理解；另外一組解則與測量值偏差甚遠，認為這一組為非合理解。

為了剔除非合理解，首先分析ψ1與ψ2的正負性。由于至少存在一個為正的解，因此僅存在兩種可能：1)其中一個解為正值(即ψ1ψ2＜0)；2)均為正值(即ψ1ψ2＞0)。以s/p型ipt系統(tǒng)為例進行分析，首先定義歸一化角頻率ωn＝ω/ω0，于是變量zθ、m1和m3可重寫為如下形式：

其中：

基于式(16)可知ψ1ψ2的正負性與m1m3一致

由式(23)可以發(fā)現(xiàn)，m1及m3的值與ωn相關。當負載以及互感變化時，系統(tǒng)的運行頻率將隨之改變以達到零相角頻率。因此，不同負載電阻值以及互感值情況下的ωn可以計算得到，由圖3給出。

通常而言，ipt系統(tǒng)的耦合系數(shù)k范圍為0.1-0.3(對于本實施例中所研究的三個系統(tǒng)，其互感值約為15μh-45μh)。由圖3可以看到，互感值在上述變化范圍內(nèi)時，ωn恒大于1。進一步，式(9)可以表達為如下形式：

將式(26)對r進行求導：

求解式(27)可以得到rm的表達式：

當r為rm時，k為最大值；當r趨于正無窮時，k取最小值，如下式：

綜上，ωn的邊界范圍可由下式計算得到，該區(qū)間近似為[1.005,1.195]。

在此條件下，基于式(23)可以得到m1·m3在ωn不同取值情況下的曲線圖，如圖4所示。

當原邊電路為并聯(lián)補償以及l(fā)cl補償時，圖5分別給出了ωn的變化曲線?？梢钥闯?，當k值處于[0.1,0.3]區(qū)間時，ωn同樣恒大于1。

類似地，對于原邊并聯(lián)補償以及l(fā)cl補償拓撲而言，ωn的范圍可以計算得到，圖6給出了m1·m3在此范圍內(nèi)的變化曲線。

對于原邊lcl補償，由圖6(b)可以發(fā)現(xiàn)ψ1與ψ2其中一個解為負值。圖7進一步給出了ψ2在不同ωn取值時的變化曲線，因此確定ψ2為正且為合理解。

另一方面，對于原邊串聯(lián)與并聯(lián)補償，由圖4及圖6(a)可以發(fā)現(xiàn)ψ1與ψ2均為正值。如上面所述，本發(fā)明中的計算均是以基波近似為條件。因此，為了區(qū)分這兩組識別結(jié)果可在高次諧波上尋得差異，進而本實施例分別基于ψ1與ψ2計算逆變輸出電流iinv高次諧波的有效值。隨后，將得到的兩個計算值與iinv高次諧波有效值的測量值進行比較，更為接近測量值的則為所需要的識別結(jié)果。

此處仍以s/p型ipt系統(tǒng)為例，iinv的n次諧波有效值可分別由ψ1與ψ2計算得到：

其中，ri及mi可由式(21)計算得到；uinv⁽ⁿ⁾代表逆變輸出電壓uinv的n次諧波有效值，表達式如下：

于是，計算值iinv⁽ⁿ⁾-i與測量得到的iinv的前n次諧波有效值間均方差值可計算得到：

其中

iinv⁽ⁿ⁾-mea表示iinv的n次諧波有效值的測量值，較小的均方差值σ(n)-i代表計算值iinv⁽ⁿ⁾-i更為接近測量值。本實施例中僅計算三次諧波及五次諧波，且如下定義變量μ：μ＝σ(5)-1-σ(5)-2(35)

顯然，當μ為負時剔除解ψ2，反之剔除解ψ1。對于原邊并聯(lián)補償拓撲，非合理解的剔除方法類似，因此本實施例不再贅述。

綜上所述，一種副邊并聯(lián)補償?shù)膇pt系統(tǒng)負載與互感參數(shù)識別方法，如圖8所示，包括如下步驟：

一種副邊并聯(lián)補償?shù)膇pt系統(tǒng)負載與互感參數(shù)識別方法，包括如下步驟：

s1：確定ipt系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)并獲取對應的系統(tǒng)參數(shù)；

要求ipt系統(tǒng)的副邊電路采用能量接收線圈ls與補償電容cs并聯(lián)形式，原邊電路采用原邊線圈lp與補償電容cp串聯(lián)構(gòu)成的串聯(lián)補償或者原邊線圈lp與補償電容cp并聯(lián)構(gòu)成的并聯(lián)補償或者原邊線圈lp與補償電容cp并聯(lián)后再與電感l(wèi)r串聯(lián)構(gòu)成的lcl補償；

對應的系統(tǒng)參數(shù)包括：原邊線圈lp、能量接收線圈ls、電感l(wèi)r、補償電容cp、補償電容cs、原邊線圈lp的串聯(lián)等效電阻rp、能量接收線圈ls的串聯(lián)等效電阻rs以及電感l(wèi)r的串聯(lián)等效電阻rr；

其中，構(gòu)建的副邊并聯(lián)補償?shù)膇pt系統(tǒng)的參數(shù)滿足以下關系：

式中，ω0為固有諧振頻率，s/p表示原邊串聯(lián)補償、副邊并聯(lián)補償，p/p表示原邊并聯(lián)補償、副邊并聯(lián)補償，lcl/p表示原邊lcl補償、副邊并聯(lián)補償；

s2：測量逆變器輸出電壓uinv、輸出電流iinv及系統(tǒng)運行頻率f；

s3：判斷原邊電路的補償形式，如果是串聯(lián)補償或者并聯(lián)補償，則進入步驟s4，如果是lcl補償，則進入步驟s8；

s4：定義參數(shù)ψ＝ωcsr，式中，ω為系統(tǒng)實際運行角頻率，r為負載，根據(jù)方程式m1ψ²+m2ψ+m3＝0計算參數(shù)ψ1和參數(shù)ψ2：

對于原邊串聯(lián)補償拓撲而言：

式中，參數(shù)為參數(shù)zθ的實部，為參數(shù)zθ的虛部，ω為系統(tǒng)實際運行角頻率，z11為輸入阻抗；

對于原邊并聯(lián)補償或者lcl補償拓撲而言：

其中，

式中，參數(shù)α1＝1-ω²lpcp，參數(shù)β1＝ωcprp；

s5：定義并計算變量μ＝σ(n)-1-σ(n)-2，其中，

ε(n)-i＝iinv⁽ⁿ⁾-mea-iinv⁽ⁿ⁾-i

式中，iinv⁽ⁿ⁾-mea為iinv的n次諧波有效值的測量值，iinv⁽ⁿ⁾-i為iinv的n次諧波有效值，i＝1,2，n＝3,5...2k+1；

s6：判斷是否滿足μ＜0，如果是，則進入步驟s7，否則進入步驟s8；

s7：根據(jù)參數(shù)ψ1計算負載r1及互感m1，完成負載與互感的識別；

對于原邊串聯(lián)補償拓撲而言：

負載互感

對于原邊并聯(lián)補償拓撲而言：

負載互感

s8：計算參數(shù)ψ2，并進入步驟s9；

s9：根據(jù)參數(shù)ψ2計算負載r2及互感m2，完成負載與互感的識別。

對于原邊串聯(lián)補償拓撲而言：

負載互感

對于原邊并聯(lián)以及l(fā)cl補償拓撲而言：

負載互感

為了驗證該識別方法的可行性，本實施例基于matlab/simulink仿真平臺根據(jù)圖1建立了相應的仿真模型，仿真時間設置為0.2ms并且系統(tǒng)已穩(wěn)態(tài)運行，最大仿真步長設置為0.1us。本實施例中仿真參數(shù)按照實驗系統(tǒng)中的實際測量值進行設置，并列于表3中。

圖9給出了本發(fā)明識別方法的結(jié)構(gòu)圖。通過檢測輸出電壓以及電流的相位以調(diào)節(jié)系統(tǒng)運行頻率，進而保證系統(tǒng)工作在零相角頻率條件下。uinv，iinv以及f的數(shù)值由檢測單元采樣得到；iinv⁽³⁾-mea及iinv⁽⁵⁾-mea則通過fft(fastfouriertransformation)運算得到?；谏鲜鲆勋@得的參數(shù)值，由負載與互感識別單元實現(xiàn)系統(tǒng)負載與互感值的識別。

表3ipt系統(tǒng)參數(shù)

仿真驗證

在互感參數(shù)從15μh變化至45μh，負載參數(shù)從20ω變化至60ω的情況下進行了一系列仿真驗證，其結(jié)果由圖10給出。其中，識別最大誤差不超過3％，可以看出仿真結(jié)果與設定值較為吻合。

實驗驗證

為了進一步驗證該識別方法，搭建了ipt系統(tǒng)實驗平臺。逆變輸出電壓及電流的采樣由模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片ads7841實現(xiàn)，fft運算以及識別算法在fpga(alteracycloneiiep2c5t144c8)芯片中實現(xiàn)，四個mosfet(stp30nf20)開關管構(gòu)成了全橋逆變電路。系統(tǒng)的負載部分由數(shù)個電阻組成，通過切換按鈕以改變負載等效電阻值。系統(tǒng)互感參數(shù)的變化則是通過調(diào)節(jié)耦合線圈相對位置得以實現(xiàn)。

在負載等效電阻值固定為30ω，互感參數(shù)由15μh變化至45μh(實際測量值分別為15.06μh,19.87μh,24.86μh,30.56μh,35.75μh,39.78μh以及45.78μh)的情況下進行了數(shù)次實驗驗證，其識別結(jié)果示于圖11。

類似地，互感固定為31.02μh，負載由20ω變化至60ω的情況下進行了數(shù)次識別，圖12給出了識別結(jié)果。

表4進一步給出了識別結(jié)果的最大誤差值，可以看出其最大誤差不超過7％?？傮w而言，仿真以及實驗的識別結(jié)果均較好地證明了該識別方法的可行性。

表4識別結(jié)果最大誤差

本申請的上述實施例中，通過提供一種副邊并聯(lián)補償?shù)膇pt系統(tǒng)負載與互感參數(shù)識別方法，針對副邊電路為并聯(lián)補償形式，能量發(fā)射端諧振網(wǎng)絡可以為串聯(lián)補償、并聯(lián)補償以及l(fā)cl補償?shù)膇pt系統(tǒng)，僅需要在系統(tǒng)能量發(fā)射端檢測系統(tǒng)運行頻率、逆變器輸出電流及電壓有效值就可實現(xiàn)負載及互感參數(shù)的識別，有利于提高ipt系統(tǒng)的傳輸性能，該方法不會降低系統(tǒng)功率密度、增加系統(tǒng)的成本及控制難度。

應當指出的是，上述說明并非是對本發(fā)明的限制，本發(fā)明也并不僅限于上述舉例，本技術領域的普通技術人員在本發(fā)明的實質(zhì)范圍內(nèi)所做出的變化、改性、添加或替換，也應屬于本發(fā)明的保護范圍。