本發(fā)明涉及電力電子變換器技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器。

背景技術(shù)：

全球一次性化石能源逐漸枯竭，且在使用過程中會(huì)產(chǎn)生溫室氣體、空氣污染等一系列環(huán)境問題，為緩解以上問題，光伏、燃料電池等綠色能源并網(wǎng)發(fā)電受到了廣泛重視。然而這些能源的輸出電壓普遍較低，因此在低壓可再生能源并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中需要具有高升壓功能的直流功率變換器。而傳統(tǒng)Boost變換器易受電路寄生參數(shù)的限制，升壓增益特性受限。

現(xiàn)有技術(shù)中，采用三繞組耦合電感實(shí)現(xiàn)的交錯(cuò)并聯(lián)DC/DC變換器能夠取得高電壓增益，同時(shí)還具備低輸入電流紋波、低開關(guān)器件電壓應(yīng)力、高轉(zhuǎn)換效率等特點(diǎn)，正成為近年來研究的熱點(diǎn)之一。其中，現(xiàn)有的非隔離型三繞組耦合電感交錯(cuò)并聯(lián)DC/DC變換器每相中將耦合電感其中一個(gè)副邊與另一耦合電感的一個(gè)副邊直接相連接，再與電容、二極管、開關(guān)管構(gòu)成倍壓回路，提高了電壓增益，減小了輸入、輸出電流紋波，還具有良好的自動(dòng)均流能力，然而該種類型的變換器工作狀態(tài)受到占空比限制，需工作在占空比大于0.5的開關(guān)狀態(tài)，實(shí)際應(yīng)用中受到諸多因素的影響，占空比的適用范圍進(jìn)一步受到限制，無法廣泛適用；而如果采用獨(dú)立的啟動(dòng)控制電路使兩開關(guān)管同步運(yùn)行來降低輸入浪涌電流，不僅增加了變換器控制的復(fù)雜性，而且限制了電壓增益調(diào)節(jié)的靈活度，降低了變換器的動(dòng)態(tài)性能。

中國(guó)發(fā)明專利，公布號(hào)：103618446A，公開日：2014年3月5日，該發(fā)明公開了一種帶耦合電感和開關(guān)電容的無源箝位并聯(lián)型升壓變換器，包括兩個(gè)功率開關(guān)管、兩個(gè)續(xù)流二極管、兩個(gè)開關(guān)電容、兩個(gè)輸出二極管、一個(gè)輸出電容、兩個(gè)箝位二極管、兩個(gè)箝位電容和兩個(gè)三繞組耦合電感。利用兩個(gè)三繞組耦合電感的漏感來實(shí)現(xiàn)功率開關(guān)管的零電流開通，并控制二極管中電流下降速率，從而解決二極管在關(guān)斷時(shí)的反向恢復(fù)問題。利用箝位二極管和箝位電容組成無源電路實(shí)現(xiàn)了功率開關(guān)管的軟關(guān)斷和漏感能量的無損轉(zhuǎn)移，其中箝位二極管不串聯(lián)在功率回路中，可減少二極管的導(dǎo)通損耗，箝位電容交錯(cuò)放置，實(shí)現(xiàn)了兩個(gè)交錯(cuò)支路的電流均衡。利用兩個(gè)三繞組耦合電感的第二、三繞組實(shí)現(xiàn)了變換器的高增益輸出，整個(gè)變換器功率損耗小，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔。其不足之處是，占空比可調(diào)范圍小，若采用獨(dú)立的啟動(dòng)控制電路增加了電路控制成本，應(yīng)用范圍窄。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

1.發(fā)明要解決的技術(shù)問題

針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的直流變換器調(diào)節(jié)增益時(shí)存在占空比可控范圍小的問題，本發(fā)明提供了一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器。它可以在較寬占空比范圍內(nèi)對(duì)增益進(jìn)行調(diào)節(jié)，且具備自平衡能力。

2.技術(shù)方案

為解決上述問題，本發(fā)明提供的技術(shù)方案為：

一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，電源U_in的正極與耦合電感T1的原邊繞組電感L_1a同名端和耦合電感T2的原邊繞組電感L_2a同名端連接，U_in的負(fù)極接地，其中，耦合電感T1的原邊繞組電感L_1a的非同名端與電容C₁的一端、開關(guān)管S₁漏極和二極管D₁的陽(yáng)極連接，開關(guān)管S₁源極接地，二極管D₁的陰極與電容C₂的一端、耦合電感T1的副邊繞組電感L_1c的同名端連接，電容C₂的另一端接地，耦合電感T1的副邊繞組電感L_1c的非同名端與二極管D₂的陽(yáng)極連接，二極管D₂的陰極與二極管D_o2的陽(yáng)極和耦合電感T2的副邊繞組電感L_2b非同名端均連接；

電容C₁的另一端與耦合電感T1的副邊繞組電感L_1b的同名端連接，耦合電感T1的副邊繞組電感L_1b的另一端與二極管D_o1的陽(yáng)極和二極管D₄的陰極連接，二極管D_o1的陰極與二極管D_o2的陰極、輸出電容C_o的一端和電阻R的一端連接，輸出電容C_o的另一端和電阻R的另一端均接地；

耦合電感T2的原邊繞組電感L_2a非同名端與開關(guān)管S₂的漏極、電容C₃的一端和二極管D₃的陽(yáng)極均連接，開關(guān)管S₂的源極接地，電容C₃的另一端與耦合電感T2的副邊繞組電感L_2b的同名端連接，二極管D₃的陰極與電容C₄的一端和耦合電感T2的副邊繞組電感L_2c的同名端連接，電容C₄的另一端接地，耦合電感T2的副邊繞組L_2c的非同名端與二極管D₄的陽(yáng)極連接。

優(yōu)選地，開關(guān)管S₁和開關(guān)管S₂柵極的輸入信號(hào)占空比為0-1。

3.有益效果

采用本發(fā)明提供的技術(shù)方案，與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下有益效果：

(1)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，實(shí)現(xiàn)了電壓高增益變換，電壓增益調(diào)節(jié)更加靈活；

(2)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，在占空比整個(gè)變化范圍內(nèi)(0<D<1)具備一致的電壓增益，從而使得控制電路的實(shí)現(xiàn)更加簡(jiǎn)單；

(3)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，通過兩組耦合電感的副邊交叉跨接，支路電壓和電流能夠?qū)崿F(xiàn)自動(dòng)平衡；

(4)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，開關(guān)管電壓應(yīng)力大大降低，可采用低耐壓等級(jí)和低導(dǎo)通電阻的高性能開關(guān)器件，降低了硬件成本；

(5)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，在輸入側(cè)采用了交錯(cuò)并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，輸入電流紋波得到了有效的抑制；

(6)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，在鉗位電路的作用下，漏感能量被充分利用，降低了開關(guān)管電壓尖峰，基于以上特點(diǎn)，該變換器在光伏、燃料電池等新能源發(fā)電領(lǐng)域有很好的應(yīng)用價(jià)值。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)圖；

圖2為本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)圖；

圖3為本發(fā)明在占空比大于0.5時(shí)主要工作波形；

圖4為本發(fā)明在占空比大于0.5時(shí)模態(tài)1的等效電路；

圖5為本發(fā)明在占空比大于0.5時(shí)模態(tài)2的等效電路；

圖6為本發(fā)明在占空比大于0.5時(shí)模態(tài)3的等效電路；

圖7為本發(fā)明在占空比大于0.5時(shí)模態(tài)4的等效電路；

圖8為本發(fā)明在占空比大于0.5時(shí)模態(tài)5的等效電路；

圖9為本發(fā)明在占空比大于0.5時(shí)模態(tài)6的等效電路；

圖10為本發(fā)明在占空比大于0.5時(shí)模態(tài)7的等效電路；

圖11為本發(fā)明在占空比大于0.5時(shí)模態(tài)8的等效電路；

圖12為本發(fā)明在占空比小于0.5時(shí)主要工作波形；

圖13為本發(fā)明在占空比小于0.5時(shí)模態(tài)1的等效電路；

圖14為本發(fā)明在占空比小于0.5時(shí)模態(tài)2的等效電路；

圖15為本發(fā)明在占空比小于0.5時(shí)模態(tài)3的等效電路；

圖16為本發(fā)明在占空比小于0.5時(shí)模態(tài)4的等效電路；

圖17為本發(fā)明在占空比小于0.5時(shí)模態(tài)5的等效電路；

圖18為本發(fā)明在占空比小于0.5時(shí)模態(tài)6的等效電路；

圖19為200W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的開關(guān)驅(qū)動(dòng)電壓Ugs₁和漏感電流i_Lk1、i_Lk2波形；

圖20為200W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的開關(guān)驅(qū)動(dòng)電壓Ugs₁、漏感電流i_Lk1和輸入電流i_in波形；

圖21為200W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的開關(guān)驅(qū)動(dòng)電壓Ugs₁、開關(guān)管S₁電壓應(yīng)力U_DS1和鉗位電容C₂電壓U_C2波形；

圖22為200W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的二極管D₁、D₂電壓應(yīng)力U_D1、U_D2波形；

圖23為本發(fā)明變換器的功率器件電壓應(yīng)力仿真圖。

具體實(shí)施方式

為進(jìn)一步了解本發(fā)明的內(nèi)容，結(jié)合附圖及實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作詳細(xì)描述。

實(shí)施例1

如圖1所示，本實(shí)施例的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，電源U_in的正極與耦合電感T1的原邊繞組電感L_1a同名端和耦合電感T2的原邊繞組電感L_2a同名端連接，U_in的負(fù)極接地，其中，耦合電感T1的原邊繞組電感L_1a的非同名端與電容C₁的一端、開關(guān)管S₁漏極和二極管D₁的陽(yáng)極連接，開關(guān)管S₁源極接地，二極管D₁的陰極與電容C₂的一端、耦合電感T1的副邊繞組電感L_1c的同名端連接，電容C₂的另一端接地，耦合電感T1的副邊繞組電感L_1c的非同名端與二極管D₂的陽(yáng)極連接，二極管D₂的陰極與二極管D_o2的陽(yáng)極和耦合電感T2的副邊繞組電感L_2b非同名端均連接；

電容C₁的另一端與耦合電感T1的副邊繞組電感L_1b的同名端連接，耦合電感T1的副邊繞組電感L_1b的另一端與二極管D_o1的陽(yáng)極和二極管D₄的陰極連接，二極管D_o1的陰極與二極管D_o2的陰極、輸出電容C_o的一端和電阻R的一端連接，輸出電容C_o的另一端和電阻R的另一端均接地；

耦合電感T2的原邊繞組電感L_2a非同名端與開關(guān)管S₂的漏極、電容C₃的一端和二極管D₃的陽(yáng)極均連接，開關(guān)管S₂的源極接地，電容C₃的另一端與耦合電感T2的副邊繞組電感L_2b的同名端連接，二極管D₃的陰極與電容C₄的一端和耦合電感T2的副邊繞組電感L_2c的同名端連接，電容C₄的另一端接地，耦合電感T2的副邊繞組L_2c的非同名端與二極管D₄的陽(yáng)極連接，開關(guān)管S₁和開關(guān)管S₂柵極的輸入信號(hào)占空比為0-1。

本發(fā)明采用兩個(gè)三繞組耦合電感T1和T2，提出了一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器。該變換器在輸入側(cè)采用傳統(tǒng)交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器連接方式，降低了輸入電流紋波。每個(gè)耦合電感的第三繞組跨接到另一相耦合電感的第二繞組和輸出二極管之間，為其第二繞組與電容組成的準(zhǔn)倍壓?jiǎn)卧潆娞峁┝魍ㄍ緩?，同時(shí)兩耦合電感的副邊進(jìn)行了相互交叉耦合。由二極管和電容構(gòu)成的無源吸收回路單元在開關(guān)管關(guān)斷后，為漏感提供流通途徑，釋放在電容中的漏感能量再通過續(xù)流二極管向儲(chǔ)能電容轉(zhuǎn)移，充分利用了漏感能量且降低了開關(guān)管電壓尖峰，提高了變換效率；該變換器可以工作在占空比的整個(gè)變化范圍內(nèi)(0<D<1)，同時(shí)在占空比的整個(gè)變換范圍內(nèi)電壓增益保持一致，有利于對(duì)控制電路的實(shí)現(xiàn)。

實(shí)施例2等效電路結(jié)構(gòu)

本實(shí)施例的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，其結(jié)構(gòu)與實(shí)施例1相同，其等效電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2為本實(shí)施例提出的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，副邊漏感折算到原邊后的等效結(jié)構(gòu)；該結(jié)構(gòu)中共有T1、T2兩個(gè)耦合電感，每個(gè)耦合電感有三個(gè)繞組，耦合電感T1的同名端用“*”表示，耦合電感T2的同名端用“·”表示。其中，L_1a、L_2a分別為耦合電感T1、T2原邊繞組電感，L_1b、L_1c及L_2b、L_2c分別為耦合電感T1、T2副邊繞組電感，L_1a、L_2a的匝數(shù)均為n₁，L_1b、L_2b的匝數(shù)均為n₂，L_1c、L_2c的匝數(shù)均為n₃，耦合電感T1、T2的匝比為N₁＝n₂/n₁，N₂＝n₃/n₁；L_m1和L_k1分別為耦合電感T1的勵(lì)磁電感，耦合電感T1的原邊漏感與副邊折算到原邊的總漏感；L_m2和L_k2分別為耦合電感T2的勵(lì)磁電感，耦合電感T2的原邊漏感與副邊折算到原邊的總漏感；C₁、C₃為儲(chǔ)能電容，由鉗位二極管D₁、D₃和鉗位電容C₂、C₄構(gòu)成了兩組無源吸收回路單元，D₂、D₄為續(xù)流二極管，D_o1、D_o2為輸出二極管；倍壓?jiǎn)卧?由電容C₁和耦合電感T1的副邊繞組電感L_1b(是指耦合電感T1的第二繞組)構(gòu)成的準(zhǔn)倍壓?jiǎn)卧?及開關(guān)管S₁、S₂的鉗位電容C₄和耦合電感T2的副邊繞組L_2c(是指耦合電感T2的第三繞組)形成；倍壓?jiǎn)卧?由電容C₃和耦合電感T2的副邊繞組電感L_2b(是指耦合電感T2的第二繞組)構(gòu)成的準(zhǔn)倍壓?jiǎn)卧?及開關(guān)管S₁、S₂的鉗位電容C₂和耦合電感T1的副邊繞組L_1c(是指耦合電感T1的第三繞組)形成；U_C1、U_C2、U_C3、U_C4分別為電容C₁、C₂、C₃、C₄兩端電壓，i_D1、i_D2、i_D3、i_D4分別為流過二極管D₁、D₂、D₃、D₄的電流，i_C2、i_C4分別為電容C₂、C₄流過的電流；U_DS1和i_S1分別為開關(guān)管S₁兩端電壓、流過開關(guān)管S₁的電流；i_Lk1、i_Lk2分別為第一相、第二相的輸入電流，i_Do1、i_Do2分別為流過二極管D_o1、D_o2的電流，U_in為輸入電壓，U_o為負(fù)載R兩端的電壓，即輸出電壓。

實(shí)施例3工作原理(D>0.5)

本實(shí)施例中的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，開關(guān)管S₁和開關(guān)管S₂柵極的輸入信號(hào)占空比D>0.5，本實(shí)施例中的變換器在D>0.5時(shí)的主要工作波形如圖3所示，在一個(gè)開關(guān)周期中有8個(gè)工作模態(tài)，如圖4-11所示。

模態(tài)1[t₀-t₁]

在t₀時(shí)刻，開關(guān)管S₁開始導(dǎo)通，S₂維持導(dǎo)通，二極管D₁、D₃、D₄和D_o2關(guān)斷，D₂和D_o1導(dǎo)通，對(duì)應(yīng)的等效電路如圖4所示。此工作階段中，第一相的鉗位電容C₂與耦合電感T₁第三繞組串聯(lián)向準(zhǔn)倍壓?jiǎn)卧?(電容C₃和耦合電感T2的副邊繞組電感L_2b構(gòu)成)充電，充電電流與第二相輸入電流共同流入開關(guān)管S₂。漏感(耦合電感T1的原邊漏感與副邊折算到原邊的總漏感L_k1，耦合電感T2的原邊漏感與副邊折算到原邊的總漏感L_k2)控制了副邊繞組(耦合電感T1的第二繞組、耦合電感T1的第三繞組和耦合電感T2的第二繞組)電流的變化率，從而也控制了二極管D₂、D_o1關(guān)斷電流的下降率，進(jìn)而緩解了二極管D₂、D_o1的反向恢復(fù)問題。

模態(tài)2[t₁-t₂]

如圖5所示，在這個(gè)階段，開關(guān)管S₁、S₂同時(shí)處于開通狀態(tài)，所有二極管均處于反向截止?fàn)顟B(tài)，電流流通路徑如圖5所示。在輸入電源U_in的作用下，勵(lì)磁電感L_m1、L_m2和漏感L_k1、L_k2充電儲(chǔ)能，直到開關(guān)管S₂關(guān)斷，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)3[t₂-t₃]

結(jié)合圖3和圖6，在t₂時(shí)刻，開關(guān)管S₂關(guān)斷，開關(guān)管S₁維持導(dǎo)通，二極管D₁、D₂和D_o1仍處于反向截止?fàn)顟B(tài)。由于在t₂時(shí)刻開關(guān)管S₂關(guān)斷，漏感L_k2中存儲(chǔ)的能量通過鉗位二極管D₃向電容C₄充電。同時(shí)，勵(lì)磁電感L_m2和儲(chǔ)能電容C₃中的能量經(jīng)輸出二極管D_o2向負(fù)載側(cè)傳輸。在這一階段中，儲(chǔ)能電容C₁充電儲(chǔ)能。對(duì)應(yīng)的等效電路如圖6所示。

模態(tài)4[t₃-t₄]

結(jié)合圖3和圖7，在此模態(tài)中，開關(guān)管S₂繼續(xù)關(guān)斷，開關(guān)管S₁繼續(xù)導(dǎo)通，二極管D₁、D₂和D_o1關(guān)斷，二極管D₃零電流關(guān)斷，D₄和D_o2仍導(dǎo)通，電流流通路徑如圖7所示。存儲(chǔ)在勵(lì)磁電感L_m2和電容C₃中的能量繼續(xù)經(jīng)輸出二極管D_o2向負(fù)載側(cè)傳輸。同時(shí)電容C₄中的能量經(jīng)過二極管D₄向儲(chǔ)能電容C₁轉(zhuǎn)移。

模態(tài)5[t₄-t₅]

如圖8所示，開關(guān)管S₂在t₄時(shí)刻開始導(dǎo)通，在此模態(tài)中開關(guān)管S₁繼續(xù)導(dǎo)通。二極管D₁、D₂、D₃和D_o1關(guān)斷，D₄和D_o2導(dǎo)通，準(zhǔn)倍壓?jiǎn)卧?在第二相鉗位電容C₄與耦合電感T2第三繞組的共同作用下充電儲(chǔ)能，充電電流與第一相輸入電流(漏感L_k1上流過的電流i_Lk1)共同流入開關(guān)管S₁。直至t₅時(shí)刻，流過二極管D₄、D_o2的電流降為零，此模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)6[t₅-t₆]

該模態(tài)中，開關(guān)管S₁、S₂均處于導(dǎo)通狀態(tài)，所有二極管均處于關(guān)斷狀態(tài)，如圖9所示。勵(lì)磁電感L_m1、L_m2和漏感L_k1、L_k2的電流i_Lk1、i_Lk2在輸入電壓U_in的作用下線性增加。

模態(tài)7[t₆-t₇]

由圖10可以看出，在t＝t₆時(shí)刻，開關(guān)管S₁關(guān)斷，開關(guān)管S₂繼續(xù)導(dǎo)通，二極管D₃、D₄和D_o2關(guān)斷，D₁、D₂和D_o1導(dǎo)通，存儲(chǔ)在勵(lì)磁電感L_m1和電容C₁中的能量經(jīng)輸出二極管D_o1向負(fù)載側(cè)提供。同時(shí)，存儲(chǔ)在漏感L_k1中的能量經(jīng)過鉗位二極管D₁傳輸?shù)诫娙軨₂中。二極管D₂導(dǎo)通，為準(zhǔn)倍壓?jiǎn)卧?(由電容C₃和耦合電感T2的副邊繞組電感L_2b構(gòu)成)中的儲(chǔ)能電容C₃充電提供流通路徑。直到t₇時(shí)刻，此模態(tài)結(jié)束，進(jìn)入下一模態(tài)。

模態(tài)8[t₇-t_0']

在此階段中，開關(guān)管S₁關(guān)斷，S₂導(dǎo)通，等效電路如圖11所示，流經(jīng)二極管D₁的電流降為零后自然關(guān)斷，二極管D₃、D₄和D_o2關(guān)斷，D₂和D_o1導(dǎo)通，電容C₃充電儲(chǔ)能，勵(lì)磁電感L_m1和電容C₁繼續(xù)通過輸出二極管D_o1向負(fù)載側(cè)傳遞能量，準(zhǔn)倍壓?jiǎn)卧?(由電容C₃和耦合電感T2的副邊繞組電感L_2b構(gòu)成)向儲(chǔ)能電容C₃充電提供流通路徑。

實(shí)施例4工作原理(D<0.5)

本實(shí)施例中的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器在D<0.5時(shí)的主要工作波形如圖12所示，開關(guān)管S₁和S₂交錯(cuò)運(yùn)行，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)相差180°相位角，在一個(gè)開關(guān)周期中有6個(gè)工作模態(tài)，如圖13-18所示。

模態(tài)1[t₀-t₁]

如圖13所示。該模態(tài)中，開關(guān)管S₁導(dǎo)通，S₂仍處于斷態(tài)，二極管D₁、D₂和D_o1關(guān)斷，D₃、D₄和D_o2導(dǎo)通。輸入電源U_in向耦合電感T1的勵(lì)磁電感L_m1和漏感L_k1充電，耦合電感T2的漏感L_k2中存儲(chǔ)的能量通過鉗位二極管D₃繼續(xù)向電容C₄轉(zhuǎn)移，耦合電感T1的勵(lì)磁電感L_m2和儲(chǔ)能電容C₃中的能量經(jīng)輸出二極管D_o2向負(fù)載側(cè)傳輸。同時(shí)，二極管D₄導(dǎo)通，電容C₁充電儲(chǔ)能。

模態(tài)2[t₁-t₂]

結(jié)合圖12和圖14，在t₁時(shí)刻，開關(guān)管S₁維持導(dǎo)通，開關(guān)管S₂繼續(xù)關(guān)斷。在此模態(tài)中，D₄和D_o2導(dǎo)通,二極管D₃零電流關(guān)斷，二極管D₁、D₂和D_o1仍然處于反向截止?fàn)顟B(tài)。對(duì)應(yīng)的等效電路如圖14所示。

模態(tài)3[t₂-t₃]

結(jié)合圖12和圖15，開關(guān)管S₁和S₂均處于關(guān)斷狀態(tài)，二極管D₂、D₃和D₄均處于反向截止?fàn)顟B(tài)，二極管D_o1和D_o2導(dǎo)通，如圖15所示。漏感L_k1中存儲(chǔ)的能量通過鉗位二極管D₁向電容C₂充電。在該模態(tài)中，輸出二極管D_o1和D_o2導(dǎo)通，勵(lì)磁電感L_m1和電容C₁中的能量通過D_o1向負(fù)載側(cè)轉(zhuǎn)移，勵(lì)磁電感L_m2和電容C₃中的能量通過D_o2向負(fù)載側(cè)轉(zhuǎn)移。

模態(tài)4[t₃-t₄]

結(jié)合圖12和圖16，開關(guān)管S₂在t₃時(shí)刻開始導(dǎo)通，D_o2、D₃和D₄關(guān)斷，在此模態(tài)中開關(guān)管S₁繼續(xù)關(guān)斷。漏感L_k1中存儲(chǔ)的能量繼續(xù)通過鉗位二極管D₁向電容C₂充電，勵(lì)磁電感L_m1和儲(chǔ)能電容C₁中的能量繼續(xù)經(jīng)輸出二極管D_o1向負(fù)載側(cè)充電。同時(shí)，二極管D₂導(dǎo)通，電容C₃充電儲(chǔ)能。對(duì)應(yīng)的等效電路如圖16所示。

模態(tài)5[t₄-t₅]

此模態(tài)對(duì)應(yīng)的等效電路如圖17所示。在t₄時(shí)刻開關(guān)管S₁仍處于關(guān)斷狀態(tài)，開關(guān)管S₂維持導(dǎo)通。二極管D₁零電流自然關(guān)斷，二極管D_o2、D₃和D₄仍然處于反向截止?fàn)顟B(tài)，二極管D₂導(dǎo)通，電容C₃充電儲(chǔ)能。

模態(tài)6[t₅-t₆]

結(jié)合圖12和圖18，該模態(tài)中，開關(guān)管S₁和S₂同時(shí)處于關(guān)斷狀態(tài)，二極管D₁、D₂和D₄均處于反向截止?fàn)顟B(tài)，二極管D_o1、D_o2和D₃導(dǎo)通。漏感L_k2中存儲(chǔ)的能量通過鉗位二極管D₃向電容C₄充電，存儲(chǔ)在勵(lì)磁電感L_m2和電容C₃中的能量經(jīng)輸出二極管D_o2向負(fù)載側(cè)轉(zhuǎn)移。

實(shí)施例5電壓增益計(jì)算

為了簡(jiǎn)化分析，本實(shí)施例中的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，結(jié)構(gòu)與實(shí)施例1相同，等效結(jié)構(gòu)和圖2相同，工作原理與實(shí)施例3和4相同，在以下分析中不計(jì)損耗且忽略耦合電感漏感的影響。

電壓增益(D＞0.5)

當(dāng)變換器工作在圖5所示的模態(tài)2和圖9所示的模態(tài)6時(shí)，輸入電源U_in分別對(duì)勵(lì)磁電感L_m1、L_m2充電：

U_Lm1＝U_Lm2＝U_in (1)

工作在圖6所示的模態(tài)3和圖10所示的模態(tài)7時(shí)，電容C₁、C₂、C₃、C₄的電壓表達(dá)式為：

由(1)、(2)和(3)可得，該變換器輸出電壓的表達(dá)式：

變換器的電壓增益：

電壓增益(D<0.5)

根據(jù)圖15和圖18，可求出電容C₂、C₄兩端的電壓：

在圖13中，開關(guān)管S₁導(dǎo)通，耦合電感T1處于儲(chǔ)能階段，根據(jù)圖13可列出以下等式：

U_Lm1＝U_in(7)

根據(jù)(6)、(7)和(8)可得：

該變換器輸出電壓的表達(dá)式：

可得變換器的升壓比為：

綜上分析，可以看出該變換器在占空比整個(gè)變化周期內(nèi)(0<D<1)，其電壓增益表達(dá)式相同，因此有利于控制電路的實(shí)現(xiàn)。另外，該變換器的電壓增益表達(dá)式有三個(gè)自由度，分別為占空比D和耦合電感T1和T2的匝比N₁及N₂，增加了增益調(diào)節(jié)的靈活度。

實(shí)施例6開關(guān)器件的電壓應(yīng)力

本實(shí)施例中的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，根據(jù)實(shí)施例3-5的分析，可推導(dǎo)出開關(guān)管S₁、S₂的電壓應(yīng)力：

鉗位二極管D₁、D₃的電壓應(yīng)力：

續(xù)流二極管D₂、D₄的電壓應(yīng)力：

輸出二極管D_o1、D_o2的電壓應(yīng)力：

在匝比N₁＝N₂＝1的情況下，各功率器件的電壓應(yīng)力與輸出電壓之比隨開關(guān)管占空比的變化曲線如圖23所示?？梢钥闯?，隨著占空比的增加，各功率器件的電壓應(yīng)力均降低且總小于輸出電壓。特別是，開關(guān)管的最大電壓應(yīng)力低于輸出電壓的三分之一，有利于選擇小功率高性能的開關(guān)器件。

實(shí)施例7自平衡能力分析

本實(shí)施例中的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯(cuò)高增益DC/DC變換器，結(jié)構(gòu)與實(shí)施例1相同，在實(shí)施例2-5的基礎(chǔ)上，假設(shè)開關(guān)管S₁的占空比為D1，開關(guān)管S₂的占空比為D2，匝比N₁＝N₂＝N，當(dāng)D1≠D2時(shí)，儲(chǔ)能電容C₁、C₃兩端電壓分別為：

在開關(guān)管S₁關(guān)斷，S₂導(dǎo)通期間，第一相輸出電壓為：

其中，U_{Lm1_discharge}表示耦合電感T1勵(lì)磁電感L_m1的放電電壓。

在開關(guān)管S₁關(guān)斷，S₂導(dǎo)通期間，第二相輸出電壓為：

其中，U_{Lm2_discharge}表示耦合電感T2勵(lì)磁電感L_m2的放電電壓。

表1開關(guān)管占空比不對(duì)稱時(shí)自動(dòng)均流能力分析

由以上分析可知，在占空比不對(duì)稱時(shí)，儲(chǔ)能電容C₁、C₃兩端的電壓會(huì)隨著占空比的變化自動(dòng)調(diào)節(jié)，每相輸出電壓在輸入電壓和耦合電感原邊及準(zhǔn)倍壓?jiǎn)卧墓餐饔孟卤３忠恢?，使得兩相輸入電流能夠保持自?dòng)平衡。

從表1的仿真分析可以看出，本實(shí)施例的變換器在占空比不對(duì)稱時(shí)，具有較好的自動(dòng)均流能力。每個(gè)耦合電感第三繞組交叉跨接到另一組耦合電感中，副邊進(jìn)行了相互交叉耦合，使得支路電流能夠?qū)崿F(xiàn)自動(dòng)平衡。

實(shí)施例8性能驗(yàn)證

為了驗(yàn)證實(shí)施例1-6所提變換器的工作性能，本實(shí)施例搭建了一臺(tái)200W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行了驗(yàn)證。樣機(jī)主要參數(shù)如表2所示。

表2各器件的選型

圖19-22中橫坐標(biāo)代表時(shí)間t(10us/格)，每格代表10us；縱坐標(biāo)代表電壓或電流與各個(gè)參數(shù)的標(biāo)示相對(duì)應(yīng)，由圖19和20可知，由于兩個(gè)耦合電感的電流波形進(jìn)行了交錯(cuò)運(yùn)行，使得總輸入電流i_in的紋波大大減小。圖21為開關(guān)管S₁上的驅(qū)動(dòng)信號(hào)U_gs1和其電壓應(yīng)力U_DS1波形及鉗位電容C₂的電壓U_C2波形，開關(guān)管S₁的電壓應(yīng)力U_DS1近似為輸出電壓U_o的1/4，實(shí)現(xiàn)了低電壓應(yīng)力功能，開關(guān)管S₁的兩端電壓幾乎等于鉗位電容C₂的電壓，與理論分析較一致。圖22為鉗位二極管D₁和續(xù)流二極管D₂的電壓應(yīng)力U_D1、U_D2波形，可以看出鉗位二極管D₁的電壓應(yīng)力U_D1約為輸出電壓Uo的1/4，二極管D₂的電壓應(yīng)力U_D2也低于輸出電壓U_o，實(shí)驗(yàn)結(jié)果較好地驗(yàn)證了該變換器的工作原理及其穩(wěn)態(tài)特性。

以上示意性的對(duì)本發(fā)明及其實(shí)施方式進(jìn)行了描述，該描述沒有限制性，附圖中所示的也只是本發(fā)明的實(shí)施方式之一，實(shí)際的結(jié)構(gòu)并不局限于此。所以，如果本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員受其啟示，在不脫離本發(fā)明創(chuàng)造宗旨的情況下，不經(jīng)創(chuàng)造性的設(shè)計(jì)出與該技術(shù)方案相似的結(jié)構(gòu)方式及實(shí)施例，均應(yīng)屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。