本技術(shù)涉及電子儲能領(lǐng)域，尤其涉及一種高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器。

背景技術(shù)：

1、為將傳統(tǒng)能源行業(yè)向綠色低碳轉(zhuǎn)型，在新能源發(fā)電領(lǐng)域，應繼續(xù)發(fā)展風力發(fā)電和光伏發(fā)電，以確保新能源發(fā)電的平穩(wěn)快速發(fā)展，并在發(fā)展集中式發(fā)電的同時，應推進分布式發(fā)電的研究，始終貫徹二者共同發(fā)展的基本原則，繼續(xù)研究和積極推動新能源發(fā)電技術(shù)，促進風力和光伏發(fā)電的應用和發(fā)展；在儲能領(lǐng)域，發(fā)展新型儲能提升能源電力系統(tǒng)調(diào)節(jié)能力、綜合效率和安全保障力，同時推動儲能系統(tǒng)實現(xiàn)在多種運行模式下的平滑及安全穩(wěn)定運行的研究，如單機、并聯(lián)、并網(wǎng)、孤島以及并脫網(wǎng)模式，實現(xiàn)能量的靈活調(diào)度，支撐新型電力系統(tǒng)建設(shè)。逆變器作為上述領(lǐng)域中電能變換的核心部分，有助于改善電能質(zhì)量，推進綠色能源的發(fā)展，被廣泛研究。傳統(tǒng)的兩電平逆變器結(jié)構(gòu)簡單、易于控制，但是逆變器的輸出電流和輸出電壓受逆變器輸出電平數(shù)量的影響，諧波含量高，需增加功率器件的開關(guān)頻率和增大濾波參數(shù)值，但是開關(guān)頻率高會相應增加開關(guān)損耗，濾波參數(shù)大會增大系統(tǒng)體積和成本。

2、單相逆變器由于輸入功率為直流量，輸出功率為交流量，使得電路中存在二倍頻功率波動，導致直流側(cè)存在二倍頻電壓波動。當二倍頻電壓波動較大時，會增大逆變器輸出電壓低次諧波，不易進行濾波處理，除此之外，直流側(cè)電壓波動的增加會增加電路損耗。因此，為保證單相逆變器正常運行，應考慮二倍頻功率波動抑制。通?？梢酝ㄟ^增加輸入端電容取值的方式來抑制直流側(cè)二倍頻電壓波動，但會導致系統(tǒng)動態(tài)響應變慢、逆變器體積和成本增大?？紤]到增大電容會降低電路的功率密度以及降低逆變器的效率，已經(jīng)研究出了許多其他抑制直流側(cè)二倍頻電壓波動的方法，主要有增加二倍頻功率解耦電路、優(yōu)化控制策略等。

3、傳統(tǒng)兩電平逆變器存在輸出電壓電平數(shù)量少、濾波參數(shù)大、等效開關(guān)頻率低、功率器件電壓應力高等不足；傳統(tǒng)高頻調(diào)制策略中載波層疊和載波移相調(diào)制無法兼顧輸出電壓總諧波畸變率和懸浮電容電壓控制的問題；為了降低開關(guān)損耗，采用傳統(tǒng)混合調(diào)制策略，使h橋逆變單元開關(guān)管以基頻動作，懸浮電容逆變單元開關(guān)管以高開關(guān)頻率動作，會引起過調(diào)制和懸浮電容電壓失控的問題；單相逆變器輸出功率含有二倍頻功率波動，直流側(cè)需要采用大容量電容進行濾波。

技術(shù)實現(xiàn)思路

1、本技術(shù)正是為了解決上述技術(shù)問題而設(shè)計的一種高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器。

2、本技術(shù)解決其技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案是：

3、一種高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器，所述逆變器包括h橋逆變單元、懸浮電容逆變單元、輸出濾波電感l(wèi)1和輸出濾波電容c1；所述h橋逆變單元由4個開關(guān)管q11、q12、q13和q14連接成橋式電路，其輸入側(cè)連接直流電壓源vdc；所述懸浮電容逆變單元由4個開關(guān)管q21、q22、q23、q24和懸浮電容c連接成橋式電路，其輸入側(cè)與h橋逆變單元輸出側(cè)相連，其輸出側(cè)通過輸出濾波電感l(wèi)1和輸出濾波電容c1連接負載。

4、所述高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器，所述懸浮電容c位于懸浮電容逆變單元直、交流側(cè)中間，可以用于緩沖波動功率，承擔一定的電壓紋波；所述懸浮電容c電壓值vc為直流電壓源vdc電壓值的一半。

5、所述高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器，所述逆變器有多種導通方式，由不同的導通方式形成8種工作模態(tài)，所述8種工作模態(tài)是：

6、正半周輸出2e、e、0時的工作模式包括工作模態(tài)1-4：

7、工作模態(tài)1：懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器輸出2e電平；此時，h橋逆變單元開關(guān)管q11、q14導通，h橋逆變單元輸出2e電平；懸浮逆變單元輸出0電平時有兩種開關(guān)動作模式，在此工作模式下時的開關(guān)動作方式為q21、q22導通，懸浮電容逆變單元輸出0電平，電容既不充電也不放電；

8、工作模態(tài)2：懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器輸出e電平；此時，h橋逆變單元開關(guān)管q11、q14導通，h橋逆變單元輸出2e電平；懸浮逆變單元開關(guān)管q22、q23導通，懸浮逆變單元輸出-e電平，當逆變器輸出電流方向為正時，電容充電，當逆變器輸出電流方向為負時，電容放電；

9、工作模態(tài)3：懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器輸出e電平；h橋逆變單元輸出0電平時有兩種開關(guān)動作模式，在此工作模式下時的開關(guān)動作方式為q11、q12導通，h橋逆變單元輸出0電平；懸浮逆變單元輸出e電平，懸浮逆變單元開關(guān)管q21、q24導通，逆變器輸出電流方向為正時，電容放電，當逆變器輸出電流方向為負時，電容充電；

10、工作模態(tài)4：懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器輸出0電平；h橋逆變單元和懸浮逆變單元均輸出0電平，在此工作模態(tài)下，h橋逆變單元開關(guān)管為q11、q12導通，懸浮逆變單元開關(guān)管q21、q22導通，電容既不充電也不放電；

11、負半周輸出2e、e、0時的工作模式包括工作模態(tài)5-8：

12、工作模態(tài)5：懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器輸出-2e電平；此時，h橋逆變單元開關(guān)管q12、q13導通，h橋逆變單元輸出-2e電平；懸浮逆變單元輸出0電平時有兩種開關(guān)動作模式，在此工作模式下時的開關(guān)動作方式為q23、q24導通，懸浮電容逆變單元輸出0電平，電容既不充電也不放電；

13、工作模態(tài)6：懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器輸出e電平；此時，h橋逆變單元開關(guān)管q12、q13導通，h橋逆變單元輸出-2e電平；懸浮逆變單元開關(guān)管q21、q24導通，懸浮逆變單元輸出e電平，當逆變器輸出電流方向為正時，電容充電，當逆變器輸出電流方向為負時，電容放電；

14、工作模態(tài)7：懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器輸出-e電平；h橋逆變單元輸出0電平時有兩種開關(guān)動作模式，在此工作模式下時的開關(guān)動作方式為q13、q14導通，h橋逆變單元輸出0電平；懸浮逆變單元輸出-e電平，懸浮逆變單元開關(guān)管q22、q23導通，逆變器輸出電流方向為正時，電容放電，當逆變器輸出電流方向為負時，電容充電；

15、工作模態(tài)8：懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器輸出0電平；h橋逆變單元和懸浮逆變單元均輸出0電平，在此工作模態(tài)下，h橋逆變單元開關(guān)管為q13、q14導通，懸浮逆變單元開關(guān)管q23、q24導通，電容既不充電也不放電。

16、所述高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器，所述逆變器還包括基于調(diào)制波分解的混合頻率調(diào)制策略，所述策略針對e電平過調(diào)制情況，增加該區(qū)間的調(diào)制過程，分解懸浮電容逆變單元超出載波部分的調(diào)制波，同時對h橋逆變單元和懸浮電容逆變單元過調(diào)制部分的調(diào)制波進行調(diào)整，使h橋逆變單元輸出2e、0電平，懸浮電容單元輸出-e、e電平，實現(xiàn)e電平正常輸出。

17、所述高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器，所述基于調(diào)制波分解的混合頻率調(diào)制策略的具體工作方式是：h橋逆變單元在分解后的區(qū)間，采用調(diào)制波反相的單極性倍頻調(diào)制方法高頻工作，開關(guān)管q11和q12采用幅值相等但相位相差180°的調(diào)制波信號，vref1-為反相后的調(diào)制波，在任何一個載波周期內(nèi)，開關(guān)管q11和q12的調(diào)制波信號與載波均有兩個交點：當vref1≥uch時，驅(qū)動開關(guān)管q11導通，反之q13導通，當vref1-≥uch時，驅(qū)動開關(guān)管q12導通，反之q14導通。

18、所述高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器，所述基于調(diào)制波分解的混合頻率調(diào)制策略的具體工作方式是：懸浮電容逆變單元在全部區(qū)間內(nèi)采用單極性倍頻調(diào)制，開關(guān)管q21和q22采用了幅值相等但相位相差180°的調(diào)制波信號vref2和vref2-；當正弦波vref>0時，q11為高電平，其余時刻為低電平；當um>uc2時，q12為低電平，其余時刻q12為高電平。當um>uc1時，q21為高電平，其余時刻q21為低電平；當um>uc2時，q22為高電平，其余時刻q22為低電平；經(jīng)調(diào)制波分解后的懸浮電容逆變單元調(diào)制波輸出電壓波形為v2’。

19、所述高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器，所述逆變器還包括基于工作模式切換的電容調(diào)壓系統(tǒng)控制策略；所述策略是：通過引入負載端輸出電壓vo1、輸出電流io、懸浮端電容電壓vc和電容電壓基準值vc*進行過零點比較，過零點比較控制輸出值△vc經(jīng)過kp環(huán)節(jié)得到h橋逆變單元高頻變換時輸出部分v'，v'與va給定值相加得到h橋逆變單元的調(diào)制波vref1，調(diào)制波vref1通過調(diào)制電路對所述懸浮電容逆變單元4個開關(guān)管q21、q22、q23、q24進行調(diào)制。

20、所述高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器，所述逆變器包括過零點比較控制方法，所述方法是：用當前逆變器輸出電壓值uo減去上一次的電壓值uolast，將差值與檢測得到的逆變器輸出電流io相乘，所得信號的極性若為非負，則控制逆變器工作處于工作模式1時的狀態(tài)，否則工作處于工作模式2時的狀態(tài)；

21、所述工作模式1是：當逆變器輸出電壓在正半周過零點時，電流值io≤0，當p2(t)<0時，懸浮電容逆變單元吸收有功功率，ic>0，控制懸浮電容逆變單元的直流側(cè)懸浮電容將工作于充電狀態(tài)；當p2(t)>0時，懸浮電容逆變單元輸出有功功率，ic<0，控制懸浮電容逆變單元的直流側(cè)懸浮電容將工作于放電狀態(tài)；

22、所述工作模式2是：當逆變器輸出電壓在正半周過零點時，電流值io＞0，當p2(t)<0時，懸浮電容逆變單元輸出有功功率，ic<0，控制懸浮電容逆變單元的直流側(cè)懸浮電容將工作于放電狀態(tài)；當p2(t)>0時，懸浮電容逆變單元吸收有功功率，ic>0，控制懸浮電容逆變單元的直流側(cè)懸浮電容將工作于充電狀態(tài)。

23、所述高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器，所述逆變器還包括基于調(diào)制波分解調(diào)制策略的三次諧波注入策略：控制系統(tǒng)可通過配置比例系數(shù)kp使懸浮電容電壓負反饋構(gòu)成單閉環(huán)，產(chǎn)生功率開關(guān)管q11、q12、q13、q14、q21、q22、q23、q24的pwm脈沖信號；注入三次諧波后對vr1’做調(diào)制波分解得到分解后的h橋逆變單元調(diào)制波vr1和懸浮逆變單元調(diào)制波vr2；注入三次諧波后，通過改變h橋逆變單元的有功功率，實現(xiàn)懸浮電容電壓控制。

24、所述高性能懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器，所述懸浮電容電壓控制方法是：采用比例控制器，給定電容電壓基準值vc*，與實時采樣電容電壓實際值vc做差得到△vc，經(jīng)過比例控制器得到所要調(diào)節(jié)的占空比，從而調(diào)節(jié)h橋逆變單元的輸出電壓；當充電時，△vc增加，懸浮電容逆變單元輸出負的有功功率，控制懸浮電容電壓充電；反之，當△vc減小時，控制懸浮電容電壓放電；重復此過程，能夠控制懸浮電容電壓實際值趨向于基準值。

25、本技術(shù)實施例采用的上述至少一個技術(shù)方案能夠達到以下有益效果：

26、(1)懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器所需器件數(shù)量少，結(jié)構(gòu)簡單，選用耐壓等級低的器件即可實現(xiàn)較高的開關(guān)頻率，擴大了應用范圍。

27、(2)為實現(xiàn)h橋逆變單元以低開關(guān)頻率運行，同時解決懸浮電容逆變單元過調(diào)制問題，提出基于調(diào)制波分解的混合頻率調(diào)制策略，有效解決了逆變器輸出存在的過調(diào)制問題同時降低了h橋逆變單元的開關(guān)頻率。

28、(3)為實現(xiàn)懸浮電容電壓穩(wěn)定，提出懸浮電容電壓控制策略，基于工作模式切換的有功功率分解控制，實現(xiàn)了懸浮電容電壓在不同工作模式下的控制。

29、(4)為了解決單相逆變器輸出側(cè)存在的二倍頻功率波動導致直流側(cè)存在電壓紋波增大的問題，提出了直流側(cè)二倍頻功率波動抑制方案，在不增加輸入側(cè)電容值大小的情況下，有效抑制了直流側(cè)二倍頻電壓波動，解決了懸浮電容h橋級聯(lián)多電平逆變器含有的二倍頻功率脈動高的問題。該方案在保證不附加額外電路的情況下，有效降低了直流側(cè)二倍頻電壓紋波，降低了因二倍頻功率波動輸出交流電壓產(chǎn)生的低次諧波含量。