個(gè)橋臂，第一橋臂上下兩個(gè)開關(guān)管S1、S2的公共端(即第一橋臂中點(diǎn))接電網(wǎng)grid的火線L，第二橋臂上下兩個(gè)開關(guān)管S3、S4的公共端(即第二橋臂中點(diǎn))接電網(wǎng)grid的零線N，Ubus表示直流母線電壓。開關(guān)管S1、S2工作在高頻PWM，被稱為高頻管，常采用開關(guān)速度較快的MOSFET (Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管)；開關(guān)管S3、S4工作在工頻PWM，被稱為工頻管，常采用開關(guān)速度較慢的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor,絕緣柵雙極晶體管)。
[0047]對(duì)圖1所示的單相H橋逆變進(jìn)行PWM分析，當(dāng)要求具有感性/容性無(wú)功功率輸出功能時(shí)，其理想的PWM調(diào)制方式如圖2所示，上下橋臂PWM互補(bǔ)，也就是說，第一橋臂中上半橋的高頻管SI與下半橋的高頻管S2滿足PWM互補(bǔ)，第二橋臂中上半橋的工頻管S3與下半橋的工頻管S4滿足PWM互補(bǔ)。圖2中，Ugrid表示逆變電壓波形，Sl-PWM表示開關(guān)管SI的PWM波形，S2-PWM表示開關(guān)管S2的PWM波形，S3-PWM表示開關(guān)管S3的PWM波形，S4-PWM表示開關(guān)管S4的PWM波形。
[0048]圖2所示的PWM調(diào)制方式在實(shí)際應(yīng)用時(shí)，工頻PWM、高頻PWM中都需要加入相應(yīng)死區(qū)，如圖3所示，因?yàn)?每個(gè)橋臂的上半橋和下半橋是絕對(duì)不能同時(shí)導(dǎo)通的，但PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)在到達(dá)開關(guān)管的控制極時(shí)，往往會(huì)由于各種各樣的原因產(chǎn)生延遲，造成某個(gè)半橋上的開關(guān)管在應(yīng)該關(guān)斷時(shí)沒有關(guān)斷，致使橋臂直通而短路，因此需要在上半橋關(guān)斷后，延遲一段時(shí)間再打開下半橋，或在下半橋關(guān)斷后，延遲一段時(shí)間再打開上半橋，從而避免橋臂直通，這段延遲時(shí)間就是死區(qū)時(shí)間。死區(qū)時(shí)間的長(zhǎng)短視開關(guān)管的開關(guān)速度而定，開關(guān)速度越快，設(shè)置的死區(qū)時(shí)間就越小。
[0049]但是，設(shè)置在逆變電壓過零點(diǎn)處的死區(qū)時(shí)間，也就是過零點(diǎn)死區(qū)時(shí)間，將導(dǎo)致實(shí)際逆變電壓發(fā)生錯(cuò)誤，引起電流畸變，且過零點(diǎn)死區(qū)時(shí)間越大，對(duì)實(shí)際逆變電壓影響就越大，逆變電流畸變就越嚴(yán)重。仍參見圖3，工頻PWM進(jìn)入過零點(diǎn)死區(qū)期間會(huì)引起超前電流IleacK電路要求輸出無(wú)功功率時(shí)把逆變電流控制為超前逆變電壓，該電流稱為超前電流)發(fā)生嚴(yán)重畸變，而高頻PWM進(jìn)入過零點(diǎn)死區(qū)期間僅引起滯后電流Ilag(電路要求輸出有功功率時(shí)把逆變電流控制為滯后逆變電壓，該電流稱為滯后電流)發(fā)生微小畸變，基本可忽略不計(jì)，如圖3所示。
[0050]下面，從原理上深入分析過零點(diǎn)死區(qū)時(shí)間引起逆變電流畸變的原因(為便于描述，下面將加入到工頻PWM、高頻PWM中的過零點(diǎn)死區(qū)分別表示為L(zhǎng)F_Deadband和HF_Deadband):
[0051]I)逆變電壓由負(fù)到正過零時(shí)，理想的PWM調(diào)制方式如圖4所示，加入LF_Deadband和HF_Deadband后的PWM調(diào)制方式如圖5所示。
[0052]首先，在LF_Deadband期間:當(dāng)逆變電流超前逆變電壓時(shí)，單相H橋逆變電路的電流通路是S2 — grid — S3 (如圖6所示)，期望輸出接近零的正等效電壓，實(shí)際輸出接近Ubus的負(fù)電壓，故超前電流迅速向負(fù)變化、形成超前電流畸變；在LF_Deadband期間，當(dāng)逆變電流滯后逆變電壓時(shí)，單相H橋逆變電路的電流通路是S4 — grid — S2，實(shí)際輸出接近零的正電壓，與期望電壓一致，故滯后電流保持正常、沒有滯后電流畸變。
[0053]其次，在HF_Deadband期間:當(dāng)逆變電流超前逆變電壓時(shí)，沒有超前電流畸變；當(dāng)逆變電流滯后逆變電壓時(shí)，存在滯后電流畸變，其分析方法與上述LF_Deadband期間的分析方法同理，不再贅述。
[0054]2)當(dāng)逆變電壓由正到負(fù)過零時(shí)，理想的PWM調(diào)制方式如圖7所示，加入LF_Deadband和HF_Deadband后的PWM調(diào)制方式如圖8所不。
[0055]首先，在LF_Deadband期間:當(dāng)逆變電流超前逆變電壓時(shí)，單相H橋逆變電路的電流通路是S4 — grid — SI，期望輸出接近零的負(fù)等效電壓，實(shí)際輸出接近Ubus的正電壓，故超前電流迅速向正變化、形成超前電流畸變；在LF_Deadband時(shí)刻，當(dāng)逆變電流滯后逆變電壓時(shí)，單相H橋逆變電路的電流通路是SI — grid — S3，實(shí)際輸出接近零的負(fù)電壓，與期望電壓一致，故滯后電流保持正常、沒有滯后電流畸變。
[0056]其次，在HF_Deadband期間:當(dāng)逆變電流超前逆變電壓時(shí)，沒有超前電流畸變；當(dāng)逆變電流滯后逆變電壓時(shí)，存在滯后電流畸變，其分析方法與上述LF_Deadband期間的分析方法同理，不再贅述。
[0057]基于上述對(duì)LF_Deadband引起超前電流畸變?cè)虻姆治?，本案做出如下改進(jìn):
[0058]I)在逆變電壓由負(fù)到正過零時(shí):當(dāng)逆變電流超前逆變電壓時(shí)，將圖5所示上下橋臂PWM設(shè)置LF_Deadband的翻轉(zhuǎn)時(shí)刻前移Td^ Tp1為L(zhǎng)F_Deadband的長(zhǎng)短(如圖9所示)，這樣逆變電壓由負(fù)到正過零前的電流回路是SI — grid — S3、逆變電壓由負(fù)到正過零后的電流回路是S2 — grid- S4,分別輸出接近零的負(fù)電壓、接近零的正電壓，與期望電壓一致，超前電流畸變消除。當(dāng)逆變電流滯后逆變電壓時(shí)，保持圖5所示PWM不變，不需要處理。
[0059]2)在逆變電壓由正到負(fù)過零時(shí):當(dāng)逆變電流超前逆變電壓時(shí)，將圖8所示上下橋臂PWM設(shè)置LF_Deadband的翻轉(zhuǎn)時(shí)刻前移Td^，Td^為L(zhǎng)F_Deadband的長(zhǎng)短(如圖10所示)，這樣逆變電壓由正到負(fù)過零前的電流回路是S4 — grid — S2、逆變電壓由正到負(fù)過零后的電流回路是S3 —grid—SI，分別輸出接近零的正電壓、接近零的負(fù)電壓，與期望電壓一致，超前電流畸變消除。當(dāng)逆變電流滯后逆變電壓時(shí)，保持圖8所示PWM不變，不需要處理。
[0060]可見，針對(duì)圖1所示拓?fù)渲械牡谝粯虮?，在逆變電壓過零點(diǎn)時(shí)刻:當(dāng)逆變電流超前逆變電壓時(shí)，通過將現(xiàn)有工頻PWM設(shè)置LF_Deadband的翻轉(zhuǎn)時(shí)刻前移Td+ I^1為L(zhǎng)F_Deadband的長(zhǎng)短，即可消除超前電流畸變；當(dāng)逆變電流滯后逆變電壓時(shí)，維持現(xiàn)有工頻PWM即可。并且，觀察圖9-圖10可知，該方案在應(yīng)用到橋式逆變器的第一橋臂時(shí)，可達(dá)到在向一個(gè)工頻管發(fā)送開通信號(hào)前先向同一橋臂上另一工頻管發(fā)送關(guān)斷信號(hào)的效果，因此在開關(guān)切換時(shí)同樣可避免同一橋臂上下兩個(gè)工頻管直通而短路。
[0061]同時(shí)，基于前述對(duì)HF_Deadband引起滯后電流畸變?cè)虻姆治?，本案做出如下改進(jìn):
[0062]針對(duì)圖1所示拓?fù)渲械牡诙虮郏谀孀冸妷哼^零點(diǎn)時(shí)刻:當(dāng)逆變電流滯后逆變電壓時(shí)，通過將現(xiàn)有高頻PWM設(shè)置HF_Deadband的翻轉(zhuǎn)時(shí)刻前移Td_2，Td_2為HF_Deadband的長(zhǎng)短，即可消除滯后電流畸變；當(dāng)逆變電流超前逆變電壓時(shí)，維持現(xiàn)有高頻PWM即可。且該方案應(yīng)用到橋式逆變器的第二橋臂時(shí)，同樣可起到在開關(guān)切換時(shí)同樣可避免同一橋臂上下兩個(gè)高頻管直通而短路的效果。其分析方法與前述消除LF_Deadband內(nèi)超前電流畸變的分析方法同理，不再贅述。
[0063]另外，需要特殊說明的是，針對(duì)圖1所示拓?fù)?，在?duì)逆變電流波形要求較高的場(chǎng)合，需要對(duì)現(xiàn)有工頻PWM和現(xiàn)有高頻PWM同時(shí)進(jìn)行改進(jìn)，以消除LF_Deadband、HF_Deadband引起的逆變電流畸變；但在對(duì)逆變電流波形要求不太嚴(yán)格的場(chǎng)合，也可以僅對(duì)現(xiàn)有工頻PWM進(jìn)行改進(jìn)，因?yàn)楝F(xiàn)有高頻PWM中加入的HF_Deadband所引起的逆變電流畸變非常小，基本可以忽略不計(jì)。
[0064]此外，當(dāng)圖1所示單相H橋逆變拓?fù)涓淖兘泳€方式，將第一橋臂上下兩個(gè)開關(guān)管S1、S2的公共端接電網(wǎng)grid的零線N，第二橋臂上下兩個(gè)開關(guān)管S3、S4的公共端接電網(wǎng)grid的火線L時(shí)，改進(jìn)得到的新拓?fù)淙鐖D11所示。圖11中逆變電壓方向與圖1中正好相反，因此套用前述分析方法，可直接得到如下結(jié)論:
[0065]I)針對(duì)圖11所示拓?fù)渲械牡谝粯虮郏谀孀冸妷哼^零點(diǎn)時(shí)刻:當(dāng)逆變電流超前逆變電壓時(shí)，采用現(xiàn)有工頻PWM不會(huì)產(chǎn)生超前電流畸變，采用原工頻PWM即可；當(dāng)逆變電流滯后逆變電壓時(shí)，采用現(xiàn)有工頻PWM會(huì)產(chǎn)生滯后電流畸變，但通過將現(xiàn)有工頻PWM設(shè)置LF_Deadband的翻轉(zhuǎn)時(shí)刻前移Td+ Tt^1為所述工頻PWM中加入的過零點(diǎn)死區(qū)時(shí)間的長(zhǎng)短，即可消除滯后電流畸變。
[0066]2)針對(duì)圖11所示拓?fù)渲械牡诙虮?，在逆變電壓過零點(diǎn)時(shí)刻:當(dāng)逆變電流超前逆變電壓時(shí)，采用現(xiàn)有高頻PWM會(huì)產(chǎn)生超前電流畸變，但通過將現(xiàn)有高頻PWM設(shè)置HF_Deadband的翻轉(zhuǎn)時(shí)刻前移Td_2，Td_2為所述高頻PWM中加入的過零點(diǎn)死區(qū)