一種原邊反饋反激式電源變換器輸出電流的恒流控制系統(tǒng)的制作方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及隔離式開關(guān)電源變換器,尤其涉及一種原邊反饋反激式電源變換器輸 出電流的恒流控制系統(tǒng)。
【背景技術(shù)】
[0002] 隨著家用電子設(shè)備的迅猛發(fā)展,對高效電源的需求也日益提高,引起了AC-DC電 源變換器的快速發(fā)展。電子設(shè)備的發(fā)展對于AC-DC電源變換器提出了新的指標(biāo),設(shè)備的能 耗和控制精度成為當(dāng)前電源產(chǎn)業(yè)的關(guān)注點(diǎn)。在電源設(shè)計(jì)領(lǐng)域,反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由于結(jié)構(gòu)簡 單,成本低,寬輸入范圍等優(yōu)點(diǎn),被廣泛應(yīng)用于低功率轉(zhuǎn)換器。例如離線式充電器,LED驅(qū)動 等。隨著產(chǎn)品向小型化,低成本要求發(fā)展,原邊反饋方式被提出。但是原邊反饋的輸出電流 不直接反饋到控制環(huán)路中,因此造成了輸出電流不準(zhǔn)確。對于LED驅(qū)動來說,輸出電流精度 是其重要指標(biāo),因此需要優(yōu)化原邊反饋方式,提高輸出電流精度。
[0003] 現(xiàn)有的一種常見的反激式開關(guān)電源變換器是一種基于原邊負(fù)反饋的電源電壓控 制電路,該電路采用副邊控制電路來控制電源電路的主開關(guān)管的開關(guān)動作,不是直接的采 樣輸出信號的反饋信號,而是在變壓器中增加了一個輔助繞組來獲得輸出信息,從而實(shí)現(xiàn) 電源電路的恒壓或者恒流輸出。
[0004] 參看圖1,所示為現(xiàn)有技術(shù)中一種常見的原邊反饋反激式變換器開關(guān)電源的電路 圖。所述的開關(guān)電源變換器主要通過原邊反饋控制電路101輸出的PWM占空比波形去控制 開關(guān)電源主開關(guān)M0S管的動作來實(shí)現(xiàn)恒流輸出。具體的,如圖2,通過原邊輔助繞組處采樣 電阻分壓,得到采樣波形,經(jīng)過102得到復(fù)位時間Tr,即副邊電流從峰值降為零的時間或者 副邊電流持續(xù)時間,Tr信息由103進(jìn)行模式判斷,并由104恒流等式計(jì)算當(dāng)前的輸出電流 1〇,得出使其恒定所需要的原邊峰值電壓Vpeak和開關(guān)周期Ts,最終由105驅(qū)動得到調(diào)控開 關(guān)電源主開關(guān)的PWM波形,來實(shí)現(xiàn)恒流輸出lout的目的。
[0005] 由以上描述可知,現(xiàn)有的輸出恒流控制電路框架為101,其中包括:原邊反饋采樣 電路102,模式選擇電路103,電流估算電路104和驅(qū)動電路105。但是在實(shí)際情況中,該恒 流輸出電路的精度是有限的。比較器存在上升延遲與下降延遲,開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)閉存在時間 延遲,復(fù)位時間測量存在固有誤差,還有寄生參數(shù)等帶來的延遲,以及谷底導(dǎo)通帶來頻率的 抖動或者周期的波動,使得實(shí)際輸出電流和參考電流之間存在誤差,這些誤差會影響電流 控制器的控制精度。并且誤差值是隨輸入電壓以及負(fù)載工作情況的變化而變化的,導(dǎo)致此 恒流策略的恒流精度效果很差。
【發(fā)明內(nèi)容】
[0006] 針對現(xiàn)有原邊反饋反激式電源的恒流精度差的缺陷,本發(fā)明提供了一種原邊反饋 反激式電源變換器輸出電流的恒流控制系統(tǒng),通過分析影響電流精度的三個因素,進(jìn)而得 出各個因素對電流精度的影響,并在此基礎(chǔ)上對各個因素進(jìn)行補(bǔ)償,通過最終仿真和測試、 比較發(fā)現(xiàn),能夠得到恒流精度為±2%的效果,從而提高反激式變換器的恒流特性,進(jìn)一步 擴(kuò)大了原邊反饋反激式開關(guān)電源在要求精確恒流領(lǐng)域的應(yīng)用。
[0007] 為實(shí)現(xiàn)上述發(fā)明目的,本發(fā)明采用以下技術(shù)方案:一種原邊反饋反激式電源變換 器輸出電流的恒流控制系統(tǒng),在原邊反饋主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下,通過對原邊輔助繞組上的電阻分 壓進(jìn)行采樣得到復(fù)位時間Tr,即副邊電流從峰值降為零的時間,根據(jù)復(fù)位時間Tr進(jìn)行模式 判斷后,經(jīng)過電流估算,計(jì)算出當(dāng)前的輸出電流,進(jìn)而得到使輸出電流恒定所需要的原邊峰 值電壓Vpeak和開關(guān)周期Ts,最后通過驅(qū)動模塊得到調(diào)控開關(guān)電源主開關(guān)管的PWM波形,實(shí) 現(xiàn)恒流輸出;
[0008] 其特征在于:對采樣得到的開關(guān)周期Ts和復(fù)位時間Tr分別進(jìn)行了補(bǔ)償修正,同時 引入了原邊峰值電流補(bǔ)償并結(jié)合PI補(bǔ)償?shù)奶幚韺?shí)現(xiàn)恒流逼近,最終使恒流精度得到提高; 包括復(fù)位時間Tr補(bǔ)償模塊、開關(guān)周期Ts補(bǔ)償模塊、電流估算模塊、恒流處理模塊、模式選擇 模塊、原邊峰值電流補(bǔ)償模塊和PWM驅(qū)動模塊,其中:
[0009] 復(fù)位時間Tr補(bǔ)償模塊,對原邊輔助繞組上的電阻分壓進(jìn)行采樣得到復(fù)位時間Tr 進(jìn)行補(bǔ)償處理,得到實(shí)際復(fù)位時間Tr,傳遞給電流估算模塊;
[0010] 開關(guān)周期Ts補(bǔ)償模塊,接收由原邊輔助繞組采集得到的輸出波形,通過搜索最近 的谷底,去掉延遲時間Td的影響,得到實(shí)際的Ts值;
[0011] 電流估算模塊,接收經(jīng)過復(fù)位時間Tr補(bǔ)償模塊處理后得到的實(shí)際的復(fù)位時間Tr 和實(shí)際的開關(guān)周期Ts,運(yùn)用模式選擇模塊給出的當(dāng)前的原邊峰值電流信息Vpeak,通過計(jì) 算得到上一周期的輸出電流Ifb,傳遞給恒流處理模塊;
[0012] 恒流處理模塊,接收由電流估算模塊得到的上周期的輸出電流Ifb,通過與參考電 流值Iref比較,得到的誤差值經(jīng)過數(shù)字PI補(bǔ)償,輸出給模式選擇模塊;
[0013] 模式選擇模塊,接收由恒流處理模塊得到的信息,根據(jù)PI補(bǔ)償?shù)闹祦磉x擇控制模 式為PWM模式或者PFM模式,計(jì)算該模式下調(diào)節(jié)下一個周期占空比的峰值電流信號量Vpeak 和開關(guān)周期Ts,并將它們分別傳遞給Ts補(bǔ)償模和原邊峰值電流補(bǔ)償模塊;
[0014] 原邊峰值電流補(bǔ)償模塊,接收由模式選擇模塊輸出的峰值電流信號量Vpeak,結(jié)合 由占空比值DUTY計(jì)算得到采樣導(dǎo)通時間Ton,進(jìn)一步計(jì)算補(bǔ)償延遲時間Td,得到限定峰值 電流值Vpeakl輸出給峰值電流比較器,峰值電流比較器將限定峰值電流值Vpeakl與采樣 得到的原邊峰值電流進(jìn)行比較,比較結(jié)果輸出給RS觸發(fā)器的復(fù)位端R,RS觸發(fā)器的置位端 S受開關(guān)周期Ts補(bǔ)償模塊輸出的實(shí)際開關(guān)周期Ts控制;
[0015] PWM驅(qū)動模塊,接收RS觸發(fā)器的輸出信號得到PWM占空比值,經(jīng)過加強(qiáng)后直接輸出 到開關(guān)電源主開關(guān)管的柵極,調(diào)節(jié)下一周期的開關(guān)狀態(tài)。
[0016] 本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)及顯著效果:本發(fā)明在傳統(tǒng)恒流控制的基礎(chǔ)上,增加了Ts補(bǔ)償、Tr 補(bǔ)償以及原邊峰值電流補(bǔ)償,它們將寄生參數(shù)造成的延遲補(bǔ)償最小化,提高了恒流精度。同 時還結(jié)合了數(shù)字PI補(bǔ)償?shù)暮懔魈幚?,使輸出電流更加平穩(wěn)。此外,本發(fā)明恒流控制系統(tǒng)采 用了PWM和PFM兩種模式控制,優(yōu)點(diǎn)在于:不考慮一些補(bǔ)償時,在PWM模式下,導(dǎo)通時間隨著 負(fù)載的降低而減小,所以輸出電流隨著負(fù)載的降低偏離額定電流越來越大。而在PFM模式 下,導(dǎo)通時間保持不變,輸出電流偏離額定電流也保持不變。綜上所述,本發(fā)明通過三種補(bǔ) 償策略,結(jié)合整體的恒流處理,能夠得到恒流精度為±2%的效果,從而提高了反激式變換 器的恒流特性。
【附圖說明】
[0017]圖1為現(xiàn)有技術(shù)中一種常見的原邊反饋反激式變換器的電路圖;
[0018] 圖2為圖1中的內(nèi)部模塊框圖;
[0019] 圖3為本發(fā)明反激式電源恒流控制系統(tǒng)整體實(shí)現(xiàn)電路圖;
[0020] 圖4為圖3中所示恒流控制電路在負(fù)載為一般輕載時的關(guān)鍵波形圖;
[0021] 圖5為圖3中所示恒流控制系統(tǒng)中Tr補(bǔ)償模塊處理復(fù)位時間的波形圖;
[0022] 圖6為圖3中所示恒流控制系統(tǒng)中Ts補(bǔ)償模塊對于谷底導(dǎo)通處理的波形圖;
[0023] 圖7為圖3中所示恒流控制系統(tǒng)中原邊峰值電流補(bǔ)償模塊處理延遲對原邊峰值電 流影響的波形圖;
[0024]圖8為本發(fā)明補(bǔ)償算法的整體流程圖;
[0025]圖9為本發(fā)明在仿真環(huán)境下加入補(bǔ)償與不加補(bǔ)償恒流精度對比圖;
[0026] 圖10為本發(fā)明實(shí)施方案在實(shí)際測試環(huán)境下加入補(bǔ)償與不加補(bǔ)償恒流精度對比 圖。
【具體實(shí)施方式】
[0027] 下面將結(jié)合附圖和實(shí)施例,對本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整的描述。
[0028] 圖1所示為現(xiàn)有技術(shù)原邊反饋恒流控制電源應(yīng)用框圖。圖中給出了反激式電源的 主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)??梢钥吹?,交流信號經(jīng)過整流器整流和濾波電容濾波后,經(jīng)過變壓器傳到副 邊,開關(guān)電源變換器通過原邊輔助繞組采集信號,經(jīng)過電阻R1,R2分壓,以及從主通路電阻 R3采集原邊峰值電流,再到