br>[0043] 圖13、電容電壓排序法流程圖；
[0044] 圖14、新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的調(diào)制策略框圖；
[0045] 圖15、新型三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的等效模型示意圖；
[0046] 圖16、第二控制單元的工作原理圖；
[0047] 圖17、電壓過(guò)零檢測(cè)電路原理圖；
[0048] 圖18、電流檢測(cè)及其調(diào)理電路電路圖；
[0049] 圖19、過(guò)流保護(hù)電路電路圖；
[0050] 圖20、補(bǔ)償前a相電壓、電流波形圖；
[0051] 圖21、補(bǔ)償后a相電壓、電流波形圖；
[0052] 圖22、半橋單元電容電壓波形圖；
[0053] 圖23、傳統(tǒng)拓?fù)鋋相輸出相電壓波形圖；
[0054] 圖24、新型拓?fù)鋋相輸出相電壓波形圖；
[0055] 圖25、抑制前后的三相環(huán)流波形圖；
[0056] 圖26、環(huán)流抑制前后a相橋臂電流波形圖；
[0057] 圖27、a相第二H橋單元的電容電壓波形圖。
【具體實(shí)施方式】
[0058] 結(jié)合【附圖說(shuō)明】本發(fā)明的【具體實(shí)施方式】，基于雙H橋模塊化多電平拓?fù)涞臒o(wú)功補(bǔ)償 裝置，包括三相交流電源、負(fù)載、換流器、信號(hào)采集電路、DSP模塊和驅(qū)動(dòng)電路，所述換流器包 括三個(gè)結(jié)構(gòu)相同并聯(lián)連接的橋臂，每個(gè)橋臂包括關(guān)于橋臂中點(diǎn)對(duì)稱且串聯(lián)連接的上橋臂和 下橋臂，所述上橋臂包括相互串聯(lián)的電阻、電抗器、第一H橋單元、第二H橋單元和若干半橋 單元，所述第一橋臂上的電阻分別為R11和R12,第二橋臂上的電阻分別為R21和R22,第三 橋臂上的電阻分別為R31和R32,上橋臂的電抗器與下橋臂的電抗器串聯(lián)連接，換流器三個(gè) 橋臂的中點(diǎn)通過(guò)導(dǎo)線并聯(lián)接在三相交流電源和負(fù)載之間，信號(hào)采集電路的輸入端分別連接 三項(xiàng)交流電源的輸出端、負(fù)載的輸入端、換流器的輸出端、換流器三個(gè)橋臂、第一H橋單元、 第二H橋單元和每個(gè)半橋單元，信號(hào)采集電路的輸出端連接DSP模塊的輸入端，DSP模塊的 輸出端通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路與換流器建立連接。信號(hào)采集電路檢測(cè)電網(wǎng)三相電壓、負(fù)載側(cè)三相電 流、MMC輸出的三相反饋電流、各半橋單元和H橋單元直流側(cè)的電容電壓以及三相的橋臂電 流；然后，將檢測(cè)的反饋量在控制單元中進(jìn)行運(yùn)算和調(diào)節(jié)，得到PWM控制信號(hào)；最后，將控制 信號(hào)進(jìn)行功放以驅(qū)動(dòng)MMC半橋單元和H橋單元中功率開關(guān)管，使換流器輸出相應(yīng)的補(bǔ)償電 流，實(shí)現(xiàn)無(wú)功補(bǔ)償。
[0059] 本實(shí)施方式的新型MMC模塊化多電平換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示，具有公共的 直流母線，三相間能量能夠相互流動(dòng)，在電網(wǎng)畸變的情況下，能夠?qū)崿F(xiàn)無(wú)功功率、諧波以及 不平衡的綜合補(bǔ)償，高度模塊化，易于冗余設(shè)計(jì)，而且輸出為多電平，接近于正弦波，諧波 含量小。傳統(tǒng)的MMC每相上、下橋臂各n個(gè)半橋單元，其結(jié)構(gòu)如圖2所示，其輸出相電壓電 平數(shù)為2n+l，本發(fā)明所提新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可將電平數(shù)提高到4n+l。
[0060]SM為半橋單元，其結(jié)構(gòu)如圖2中所示，每個(gè)半橋單元由兩個(gè)帶有反向續(xù)流二極管 的IGBT和1個(gè)儲(chǔ)能電容C組成，橋臂電流為isni，每個(gè)半橋單元的輸出電壓為usni，每個(gè)半橋 單元電容電壓為Vd。
[0061] 每個(gè)半橋單元只能輸出0和vd兩種電壓狀態(tài)，用SJPS2分別表示TJPT2的開關(guān) 狀態(tài)，直流側(cè)電容電壓為vd。開關(guān)管不同的開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)半橋單元不同的輸出電壓及電容 充放電狀態(tài)，如表1所示。
[0062] 表1半橋單元不同開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)狀態(tài)表
[0063]
[0064]MMC的半橋單元工作狀態(tài)如圖6所示，圖中箭頭表明電流的流向。半橋單元共有三 種工作狀態(tài)：
[0065]DTjDi)開通、T2(D2)關(guān)斷為投入狀態(tài)，如圖6(a);
[0066] 2) 仇）關(guān)斷、T2 (D2)開通為切除狀態(tài)，如圖6 (b);
[0067] 3)1\和T2均關(guān)斷為閉鎖狀態(tài)，如圖6(c);
[0068] 設(shè)&為MMC半橋單元的開關(guān)函數(shù)，可表示為
[0069]
(1)
[0070] 則每個(gè)半橋單元的等效輸出電壓Uci可表示為
[0071]uD=siVd (2)
[0072] 將H橋單元的HB1單元稱為第一H橋單元，H橋單元的HB2單元稱為第二H橋單 元。第一H橋單元和第二H橋單元有3種開關(guān)狀態(tài)，{-1，〇，1}，8」的取值決定了11橋 單元輸出電壓的極性。第一H橋單元和第二H橋單元都為H橋單元，其結(jié)構(gòu)圖如圖7所示， 其中屯為H橋單兀輸出電壓；用S丨、S2、S#PS4分別表不4個(gè)開關(guān)管T^T2、T#PT4的開關(guān) 狀態(tài)，直流側(cè)電容電壓為VH。4個(gè)開關(guān)管不同的開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)H橋單元不同的輸出電壓及 電容充放電狀態(tài)，如表2所示。
[0073] 表2H橋單元不同開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)狀態(tài)表
[0074]
[0075] 所述DSP模塊包括第一控制單元和第二控制單元，第一控制單元的輸出端和第二 控制單元的輸出端分別與驅(qū)動(dòng)電路建立連接，所述第一控制單元包括第一比較器1、第二比 較器3、第三比較器5、第四比較器7、第五比較器9、第一PI控制器2、第二PI控制器4、第 三PI控制器8、第一坐標(biāo)轉(zhuǎn)換器6、第二坐標(biāo)轉(zhuǎn)換器12、第一電抗器10、第二電抗器11、第 一調(diào)制單元30和電容電壓排序單元32,第一比較器1、第一PI控制器2、第二比較器3、第 二PI控制器4和第三比較器5依次串聯(lián)后接入第一坐標(biāo)變換器，第四比較器7、第三PI控 制器8和第五比較器9依次串聯(lián)后接入第一坐標(biāo)轉(zhuǎn)換器6,第一坐標(biāo)轉(zhuǎn)換器6的輸出端連 接第一調(diào)制單元30,第一調(diào)制單元30的輸出端連接電容電壓排序單元32,電容電壓排序單 元32的輸出端連接驅(qū)動(dòng)電路，所述MMC換流器的輸出端連接第二坐標(biāo)變換器，第二坐標(biāo)變 換器的第一輸出端分別連接第二比較器3和第二電抗器11，第二電抗器11的輸出端連接第 三比較器5,第二坐標(biāo)變換器的另一輸出端分別連接第四比較器7和第一電抗器10,第一電 抗器10的輸出端連接第五比較器9。
[0076] 第二控制單元包括第六比較器13、第七比較器15、第八比較器18、第九比較器21、 第一比例控制器14、第二比例控制器17、第四PI控制器16、第五PI控制器19、函數(shù)模塊20 和第二調(diào)制單元31，第六比較器13、第一比例控制器14、第七比較器15、第四PI控制器16 和第二比例控制器17依次串聯(lián)后接入第九比較器21，第八比較器18、第五PI控制器19和 函數(shù)模塊20依次串聯(lián)后接入第九比較器21，第九比較器21的輸出端連接所述第二調(diào)制單 元31，第二調(diào)制單元31的輸出端連接驅(qū)動(dòng)電路。
[0077] 本實(shí)施方式的DSP控制模塊以TI公司的TMS320F2812為核心，實(shí)現(xiàn)電壓電流的采 集、CPS-SPWM波生成、電容電壓排序等功能，輔助電路由開關(guān)電源以及外圍的保護(hù)電路等組 成。
[0078] 所述基于雙H橋模塊化多電平拓?fù)涞臒o(wú)功補(bǔ)償裝置包括電壓過(guò)零檢測(cè)電路，如圖 17所示，所述電壓過(guò)零檢測(cè)電路包括電壓傳感器22、比較電路23和反相器24,電壓傳感器 22的輸入端連接三相交流電源的輸出端，電壓傳感器22的輸出端連接比較電路23的輸入 端，比較電路23的輸出端通過(guò)反相器24連接DSP模塊，將正弦波的電網(wǎng)電壓通過(guò)電壓過(guò)零 檢測(cè)電路產(chǎn)生一個(gè)上升沿同正向電網(wǎng)電壓過(guò)零點(diǎn)重合，且與電網(wǎng)同頻率的方波信號(hào)，再通 過(guò)測(cè)量相鄰兩個(gè)上升沿之間的時(shí)間間隔即可得到電網(wǎng)電壓的周期。
[0079] 所述基于雙H橋模塊化多電平拓?fù)涞臒o(wú)功補(bǔ)償裝置包括電流檢測(cè)及調(diào)理電路，如 圖18所示，所述電流檢測(cè)及調(diào)理電路包括電流傳感器25、光電隔離放大器26和偏置電路 27,電流傳感器25的輸出端連接光電隔離放大器26,光電隔離放大器26的輸出端連接偏 置電路27,偏置電路27輸出端為電流檢測(cè)及調(diào)理電路的輸出端，電流檢測(cè)的輸入端與負(fù) 載和換流器輸出相連接，輸出端送到DSP進(jìn)行信號(hào)處理，本發(fā)明采用高速的電流霍爾模塊 CHB-25NP實(shí)現(xiàn)三相電流檢測(cè)，并利用光電隔離放大器26進(jìn)行隔離，本實(shí)施方式采用的光電 隔離放大器的型號(hào)為HCPL7840。
[0080] 所述基于雙H橋模塊化多電平拓?fù)涞臒o(wú)功補(bǔ)償裝置包括過(guò)流保護(hù)電路，如圖19所 示，所述過(guò)流保護(hù)電路包括比較器28和鉗位電路29,鉗位電路29的中點(diǎn)與DSP模塊建立 連接，電流正常的情況下，本實(shí)施方式的比較器LM393輸出高電平，但當(dāng)電路中的電流過(guò)大 時(shí)，比較器LM393的輸出電平變?yōu)榈碗娖?，觸發(fā)故障保護(hù)中斷，從而使DSP封鎖所有PWM脈 沖信號(hào)的輸出，以保護(hù)整個(gè)SVG系統(tǒng)。
[0081] 基于雙H橋模塊化多電平拓?fù)涞臒o(wú)功補(bǔ)償裝置的控制方法，具體包括：采用基于 瞬時(shí)無(wú)功功率理論的ip_iq電流檢測(cè)法對(duì)電流進(jìn)行檢測(cè)；電流檢測(cè)原理圖如圖8所示，首先 需要計(jì)算出瞬時(shí)有功電流ip和瞬時(shí)無(wú)功電流iq:
[0084] 將式（3)算出的ip、iq經(jīng)過(guò)低通濾波器后，得到直流分量再經(jīng)過(guò)反變換得 到三相基波電流iaf、ibf、和icf:
[0085]
(：4)
[0086] 用三相電流ia、ib、ic減去相應(yīng)的三相基波成分iaf、ibf、icf，即可得到三相電流的 諧波與無(wú)功成分之和iah、ibh、U。
[0087] 基于雙H橋模塊化多電平拓?fù)涞臒o(wú)功補(bǔ)償裝置的控制方法包括對(duì)半橋單元、第一 H橋單元和第二H橋單元分別控制；
[0088] 所述對(duì)半橋單元的控制包括對(duì)系統(tǒng)無(wú)功的補(bǔ)償以及維持半橋單元電容電壓的穩(wěn) 定，根據(jù)基于前饋解耦的電壓、電流雙閉環(huán)控制方法生成調(diào)制信號(hào)，采用基于載波移相的電 容電壓排序法使半橋單元的電容電壓穩(wěn)定；
[0089] 所述前饋解耦過(guò)程包括：
[0090] 由坐標(biāo)變換得到電網(wǎng)電壓和STATC0M輸出電壓的dq分量vsd，vsq，vcd，vcq如下：
[0091]
(5)
[0092] 其中：S為STATCOM輸出電壓與電網(wǎng)電壓的相位差，M為調(diào)制比，Us為電網(wǎng)電壓， udc為直流側(cè)電容電壓。
[0093] 將STATC