出的電壓進(jìn) 行轉(zhuǎn)換,提供隔離的輸出電壓,以給高速光耦隔離電路3-3提供電源,并為開關(guān)電路3-5里 面的M0SFET的S端提供基準(zhǔn)電位;高速光耦隔離電路3-3將主控單元2輸出的PWM的占空 比進(jìn)行隔離輸出,為M0SFET提供驅(qū)動(dòng)電壓,同時(shí)起到隔離保護(hù)主控單元2的作用;74HC04 反相器3-4的作用是:由于高速光耦隔離電路3-3的輸出和主控單元2的PWM占空比的輸 出是反向的,經(jīng)過74HC04反相器4可以得到正向的輸出,使得主控單元2的PWM占空比和 M0SFET的開啟是同步的;開關(guān)電路3-5是由M0SFET和二極管構(gòu)成,通過控制M0SFET的開 關(guān)即可控制電流的流動(dòng)方向和大小,其中二極管是起到反向截止的作用,避免能量逆流;儲(chǔ) 能感電路3-6的作用是:儲(chǔ)能感電路3-6做為能量傳輸?shù)妮d體,將能量由荷電狀態(tài)高的電池 轉(zhuǎn)移至電感,再?gòu)碾姼修D(zhuǎn)移到荷電狀態(tài)低的電池,以實(shí)現(xiàn)能量的流動(dòng),儲(chǔ)能電感串聯(lián)了瞬態(tài) 雙向抑制二極管,以避免瞬間脈沖對(duì)電路造成的沖擊。
[0020] 本發(fā)明適用于串聯(lián)鋰電池組的均衡控制,將本發(fā)明接入串聯(lián)鋰電池組,即可對(duì)串 聯(lián)鋰電池組中各節(jié)電池的電壓、電流進(jìn)行采集,并實(shí)時(shí)估算出各節(jié)電池的S0C,以S0C為判 斷依據(jù),進(jìn)行能量轉(zhuǎn)移式主動(dòng)均衡,當(dāng)串聯(lián)鋰電池組中某節(jié)電池單體S0C與串聯(lián)鋰電池組 平均S0C的差值達(dá)到2%時(shí)啟動(dòng)均衡系統(tǒng),將串聯(lián)鋰電池組中S0C高的電池的能量轉(zhuǎn)移到 S0C低的電池,直至串聯(lián)鋰電池組中各節(jié)電池的S0C差值均在2%以內(nèi),串聯(lián)鋰電池組平均 S0C和串聯(lián)鋰電池組單體電池電壓差最大值通過顯示模塊4顯示。
[0021] 電池模型的準(zhǔn)確性是電池S0C估算的前提。Thevenin模型是最有代表性的等效電 路模型,它考慮了電池內(nèi)部化學(xué)反應(yīng)中的極化現(xiàn)象,能較好的體現(xiàn)電池動(dòng)靜態(tài)特性;同時(shí)考 慮了內(nèi)阻受溫度、電流和充放電狀態(tài)的影響,能夠較精確的模擬電池充放電行為,而且結(jié)構(gòu) 較簡(jiǎn)單,更適用于動(dòng)力電池的建模與仿真。模型如圖3所示。
[0022] 在圖3中Uoc中為開路電壓;爲(wèi):是電池的歐姆內(nèi)阻;和q分別是極化內(nèi)阻和 極化電容,U是電池的端電壓。
[0023] 將S0C和_上的電壓齡作為系統(tǒng)的狀態(tài)變量,以電池工作電流_為系統(tǒng)輸入,電 池工作電壓歧為系統(tǒng)輸出,建立離散狀態(tài)空間模型。
[0024] 該模型的狀態(tài)方程為:
(1) 式中,T為采樣周期,為采樣點(diǎn)k處的S0C值,_為采樣點(diǎn)Jt:處的L上的電壓 估算值,f=:賽II為時(shí)間常數(shù),:龜為電池額定容量,硪為放電效率,:穩(wěn)為高斯白噪聲。
[0025] 輸出觀測(cè)方程為:
(2) 式中,開路電壓Uoc與S0C存在一一對(duì)應(yīng)關(guān)系,用/CSf>Cfr)表示該關(guān)系,該關(guān)系可以 通過實(shí)驗(yàn)獲得,$為高斯白噪聲,r〇為電池的歐姆內(nèi)阻。
[0026] 實(shí)驗(yàn)選用單體磷酸鐵鋰電池,通過HPPC試驗(yàn),對(duì)鋰電池進(jìn)行短時(shí)恒流脈沖放電, 記錄電池端電壓的恢復(fù)過程,根據(jù)此曲線來(lái)確定與:$,并通過記錄時(shí)間來(lái)確定電路的時(shí) 間常數(shù),最終確定電容的數(shù)值。利用非線性最小二乘可得到Thevenin電路模型的參數(shù)值如 表1所示。
[0027] 表1 RC參數(shù)表
UKF以無(wú)跡變換(UnscentedTransform,UT)為基礎(chǔ),通過UT的方式實(shí)現(xiàn)對(duì)狀態(tài)分布 的逼近,這種方法避免了對(duì)非線性函數(shù)進(jìn)行解析求導(dǎo),同時(shí)考慮了概率傳播問題,對(duì)均值和 方差的逼近精確度提高到至少二階,提高了S0C估算的精度。結(jié)合電池模型(1) (2),將UKF 應(yīng)用于S0C估算流程如下: (1)系統(tǒng)初始化 濾波初值
(3) 其中,海為S0C初值和極化電壓初值構(gòu)成的矩陣,,為狀態(tài)協(xié)方差初值。
[0028] (2)產(chǎn)生sigma點(diǎn)
其中,,是一個(gè)較小的正數(shù),通常取皮=1 ;n為系統(tǒng)狀態(tài)變量個(gè)數(shù),針對(duì)單體電池, ,立是一比例系數(shù),;為對(duì)應(yīng)的sigma點(diǎn)的狀態(tài)變量。
[0029] (3)確定加權(quán)系數(shù)
其中,是二階比例系數(shù),通常取蒙=1 用來(lái)合并先驗(yàn)信息,對(duì)于高斯白噪聲系統(tǒng), 取多=2,,是對(duì)應(yīng)的sigma點(diǎn)的加權(quán)系數(shù)。
[0030] ⑷時(shí)間更新(UT)
其中是矩陣平方根的第i列,%為權(quán)重為過程噪聲方差,為無(wú)跡變 換得到的狀態(tài)更新值,』?》__:!為無(wú)跡變換得到的狀態(tài)協(xié)方差更新值。
[0031] (5)測(cè)量更新
其中駕為測(cè)量得到的系統(tǒng)輸出,_,.為狀態(tài)協(xié)方差,%為系統(tǒng)輸出矩陣,灰:為測(cè)量 噪聲方差,為為測(cè)量更新后的狀態(tài)協(xié)方差。
[0032]UKF通過產(chǎn)生Sigma點(diǎn),對(duì)Sigma點(diǎn)進(jìn)行UT,采用非線性的狀態(tài)方程和觀測(cè)方程, 避免線性誤差,提高估算精度,而且避免計(jì)算矩陣的偏導(dǎo)數(shù),減少了計(jì)算量。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種鋰電池主動(dòng)均衡控制裝置,包括DC/DC電源模塊和主控單元,所述DC/DC電源模 塊與所述主控單元連接;其特征在于:所述主控單元分別與鋰電池主動(dòng)均衡模塊,電壓檢 測(cè)模塊,電流檢測(cè)模塊和顯示模塊連接。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的鋰電池主動(dòng)均衡控制裝置,其特征在于:所述鋰電池主動(dòng)均 衡模塊包括穩(wěn)壓處理電路和隔離DC/DC電路;所述穩(wěn)壓處理電路的輸入端接收從串聯(lián)鋰電 池組輸送過來(lái)的電壓信號(hào),其第一輸出端與所述隔離DC/DC電路的輸入端連接,其第二輸 出端與反相器的第二輸入端連接;所述隔離DC/DC電路的輸出端與高速光耦隔離電路的第 二輸入端連接,所述高速光耦隔離電路的輸出端與所述反相器的第一輸入端連接,所述反 相器的輸出端與開關(guān)電路的輸入端連接,所述開關(guān)電路的輸出端與儲(chǔ)能電感電路的輸入端 連接,所述儲(chǔ)能感電路的輸出端與所述串聯(lián)鋰電池組連接;所述高速光耦隔離電路的第一 輸入端接收所述主控單元的控制信號(hào)。3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的鋰電池主動(dòng)均衡控制裝置,其特征在于:所述主控單元 為TMS320F28335數(shù)字信號(hào)處理器;所述穩(wěn)壓處理電路為12伏穩(wěn)壓處理電路;所述隔離DC/ DC電路為12伏轉(zhuǎn)5伏隔離DC/DC電路。4. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的鋰電池主動(dòng)均衡控制裝置,其特征在于:所述反相器為 74HC04反相器。5. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的鋰電池主動(dòng)均衡控制裝置,其特征在于:所述反相器為 74HC04反相器。
【專利摘要】本發(fā)明公開了鋰電池主動(dòng)均衡控制裝置,涉及鋰電池技術(shù)領(lǐng)域;包括DC/DC電源模塊和主控單元,所述DC/DC電源模塊與所述主控單元連接;其特征在于:所述主控單元分別與鋰電池主動(dòng)均衡模塊,電壓檢測(cè)模塊,電流檢測(cè)模塊和顯示模塊連接。本發(fā)明可以解決現(xiàn)有的鋰電池均衡方案存在的不易于模塊化、器件較多并且對(duì)SOC估算不精確的問題。
【IPC分類】H01M10/48, H01M10/42, H02J7/00
【公開號(hào)】CN105186590
【申請(qǐng)?zhí)枴緾N201510336104
【發(fā)明人】劉勝永, 于躍, 趙振森, 李源
【申請(qǐng)人】廣西科技大學(xué)
【公開日】2015年12月23日
【申請(qǐng)日】2015年6月17日