。
[0063] 但普通"電壓法"是利用純積分器對(duì)反電勢(shì)進(jìn)行積分進(jìn)行定子磁鏈觀測(cè)，會(huì)因?yàn)榉e 分初值和初始位置的問題出現(xiàn)直流偏置；而采用一階低通濾波器觀測(cè)定子磁鏈，會(huì)因?yàn)楣?作點(diǎn)的選擇問題造成整個(gè)調(diào)速范圍內(nèi)性能的不平衡，使得高速與低速性能不能得到很好的 統(tǒng)一。針對(duì)上述問題，本發(fā)明采用如圖4所示的帶幅值限制的改進(jìn)型積分器對(duì)定子磁鏈進(jìn) 行觀測(cè)，觀測(cè)表達(dá)式為
[0065] 式中，I和?表示經(jīng)帶幅值限制的改進(jìn)型積分器觀測(cè)出的第k次的定子磁鏈分 量；&表示定子電阻；z α和z e的值滿足下列關(guān)系
[0067] 式中，外談表示第k-Ι次的定子磁鏈Its經(jīng)幅值限制環(huán)節(jié)后，與第k-Ι次的定子磁 鏈位置角9s經(jīng)坐標(biāo)分解后得到的α軸和β軸的分量；L表示定子磁鏈的限幅值，本發(fā)明 中L取值為永磁磁鏈大小。
[0068] 由第k次的^和心可以分別求出第k次的定子磁鏈的幅值I 和定子磁鏈位置 角9S，具體表達(dá)式如式6和式7所示
[0071 ] 在兩相靜止坐標(biāo)系下，計(jì)算五相永磁容錯(cuò)電機(jī)的第k次的電磁轉(zhuǎn)矩I；，具體表達(dá)式 如下所示
[0073] 4.利用之前步驟得到的各量，由參考磁鏈誤差計(jì)算（RFEC)模塊以及空間電壓估 算模塊計(jì)算出空間電壓矢量在α軸和β軸的分量。
[0074] 具體實(shí)施步驟：將PI調(diào)節(jié)后得到的給定轉(zhuǎn)矩T/ (或者經(jīng)無位置策略定位后直接給 定轉(zhuǎn)矩指令??)，與估測(cè)轉(zhuǎn)矩?；做差得到ATy由轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)矩角的關(guān)系可知，Δ?；經(jīng)PI調(diào) 節(jié)器得到轉(zhuǎn)矩角的變化量Δ δ。
[0075] 本發(fā)明中各磁鏈?zhǔn)噶恐g的關(guān)系如圖5所示，其中Φ/是給定磁鏈，Φ 3是實(shí)時(shí)估 測(cè)的定子磁鏈，A δ是給定磁鏈與本次估測(cè)的定子磁鏈之間的變化角度。采用過程如圖6 所示的參考磁鏈誤差計(jì)算模塊，得到給定磁鏈和實(shí)時(shí)估測(cè)的定子磁鏈二者在α軸和β軸 的變化量A φ α和Δ φ e，計(jì)算公式如下所示
[0076]
[0077] 通過磁鏈和空間電壓矢量的關(guān)系推出式（10)，由此算出空間電壓矢量在α軸和 β軸的分量。
[0079] 5.將電壓估算模塊得到的Usa和U s{!，由零序電壓諧波注入式脈寬調(diào)制模塊處理 后，發(fā)出五相PWM波，對(duì)電機(jī)的轉(zhuǎn)矩和磁鏈實(shí)現(xiàn)更加準(zhǔn)確、平滑的控制。
[0080] 本文發(fā)明中采用的零序電壓諧波注入式脈寬調(diào)制模塊如下：
[0081] 基于載波的脈寬調(diào)制（CPffM)控制器主要由調(diào)制波和載波發(fā)生器組成，在一個(gè)載 波周期T sR，高、低電平作用時(shí)間Tk+、Tk和調(diào)制波的幅值1^(|1〇彡1)具有以下關(guān)系
[0083] 在五相永磁容錯(cuò)電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中，采用正弦波調(diào)制時(shí)，逆變器輸出的各相等效相 電壓對(duì)應(yīng)的調(diào)制波為
r
[0086] 同時(shí)，在0:$<π/5區(qū)域內(nèi)調(diào)制波、載波與PffM波之間的關(guān)系如圖 7所示。在兩相靜止坐標(biāo)系下，當(dāng)調(diào)制波為正弦波時(shí)，按照電機(jī)繞組的有效串并聯(lián)方式，由式 (11)、（12)以及圖7中各量之間的關(guān)系可得到一維和三維空間中定子電壓合成矢量為（0為 電機(jī)繞組中性點(diǎn)）合成矢量為
[0089] 因此，總的定子電壓合成矢量為
[0091] 當(dāng)給定同一 Ua和U J5，且調(diào)制波為正弦波時(shí)，基于CPffM控制的五相永磁容錯(cuò)電機(jī)， 其定子電壓合成矢量與五相SVPffM合成的空間電壓矢量在一維和三維空間中均一致。
[0092] 但是上述CPffM算法中的兩零電壓矢量U。和U31的作用時(shí)間并不相等，所以該算法 與五相SVPffM算法不是完全等效的。因此，為保證兩種算法控制效果的等效性，需在每個(gè) CPffM采樣周期內(nèi)，都保持零電壓矢量U。和U 31的作用時(shí)間一致，則有
[0094] 零電壓矢量重新分配后，在每個(gè)采樣周期內(nèi)，逆變器輸出等效電壓的高電平作用 時(shí)間為
[0096] 根據(jù)式（11)和（17)可得此時(shí)逆變器輸出的各相等效電壓所對(duì)應(yīng)的調(diào)制波為
[0098]當(dāng)Ο?^^τ/5時(shí)，由圖7可以發(fā)現(xiàn)，uA、uD分別為調(diào)制波中的最大值與最小值。同理， 可推出逆變器在區(qū)域時(shí)各相調(diào)制波為
[0101] 因此，可以得到電機(jī)控制時(shí)所需的各相占空比為：
[0103] 由于零電壓矢量對(duì)定子磁鏈不產(chǎn)生作用，所以在零電壓矢量重新分配后，定子磁 鏈無影響。即在五相正弦調(diào)制波中注入c。= - (max(u J+min(Ui))/2的零序電壓諧波的載 波脈寬調(diào)制方法與五相SVPffM方法能獲得完全等效的控制效果。同時(shí)，ZVI-CPffM策略計(jì)算 過程更加簡單，只需知道空間電壓矢量的分量U a和Ufi的數(shù)值，進(jìn)行簡單的四則運(yùn)算就可以 得到每一相的占空比，繼而對(duì)電機(jī)進(jìn)行精確控制。不必判斷扇區(qū)以及計(jì)算每個(gè)矢量的作用 時(shí)間，同時(shí)也避免了三角函數(shù)和無理數(shù)的計(jì)算，消除了在控制時(shí)由于計(jì)算三角函數(shù)而帶來 的誤差。所以，本發(fā)明將這種簡易且更適用于多相電機(jī)的ZVI-CPffM策略引入五相永磁容錯(cuò) 電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)中，取代傳統(tǒng)SVM-DTC中使用的SVPffM發(fā)波技術(shù)。
[0104] 6.為了說明本發(fā)明可在無位置傳感器運(yùn)行方式中，保證良好動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能不變的 條件下，有效減小直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)中電機(jī)的轉(zhuǎn)矩和磁鏈脈動(dòng)，同時(shí)能夠大幅降低相電流 的三次諧波含量，現(xiàn)將其與傳統(tǒng)直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)對(duì)比分析。其中，傳統(tǒng)DTC系統(tǒng) 采用如圖2所示的無位置原理框圖進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，本發(fā)明的ZVI-CPffM DTC系統(tǒng)采用如圖3所 示的無位置原理框圖進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。。
[0105] 實(shí)驗(yàn)中采用的五相永磁容錯(cuò)電機(jī)參數(shù)如下：額定功率為3 kW ;轉(zhuǎn)子磁鏈為 0. 034Wb ;定子電阻為0. 12Ω ;極對(duì)數(shù)為11 ;交軸電感為3. 5mH ;直軸電感為2. 2mH。傳統(tǒng) DTC和ZVI-CPffM DTC的控制周期都取100 μ s，參考磁鏈給定為0. 034Wb。
[0106] 圖8和圖9是傳統(tǒng)DTC系統(tǒng)與ZVI-CPffM DTC系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能實(shí)驗(yàn)波形。兩種控 制算法在實(shí)驗(yàn)中的給定轉(zhuǎn)矩CC)都為8. 5Nm，傳統(tǒng)DTC的轉(zhuǎn)矩和磁鏈脈動(dòng)分別為±3Nm和 ±0. 00135Wb，而ZVI-CPffM DTC的轉(zhuǎn)矩和磁鏈脈動(dòng)分別為± INm和±0. 00035Wb。不難得 出，ZVI-CPffM DTC相較傳統(tǒng)DTC，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)降低了 66. 7%，定子磁鏈脈動(dòng)降低了 74. 1%。且 由圖10中兩種控制算法下的磁鏈軌跡波形可以進(jìn)一步看出，本發(fā)明提出的ZVI-CPffM DTC 策略對(duì)磁鏈脈動(dòng)的抑制作用很顯著。
[0107] 對(duì)比圖8和圖9的電流波形可以看出，對(duì)于五相永磁容錯(cuò)電機(jī)，傳統(tǒng)DTC的相電流 諧波含量很高，發(fā)生了畸變，而本發(fā)明提出的ZVI-CPffM DTC的相電流諧波含量較低，電流正 弦度很高。這是因?yàn)橛蒢VI-CPffM策略介紹中的式（14)可以得到，ZVI-CPffM在三維空間中 的合成電壓矢量為零，三維空間磁鏈?zhǔn)艿娇刂疲瑥亩行б种屏穗娏鞯娜沃C波含量。
[0108] 通過對(duì)兩種控制方法的相電流進(jìn)行諧波分析，結(jié)果如圖11所示，可以發(fā)現(xiàn)，傳統(tǒng) DTC的總諧波畸變率（THD)為64. 89%，三次諧波含量占基波的64. 07%，而本發(fā)明提出的 ZVI-CPffM DTC的總諧波畸變率只有3. 8 %，三次諧波含量僅占基波的0. 97 %，與傳統(tǒng)DTC 相比幾乎可以忽略，進(jìn)一步定量驗(yàn)證