直流微電網(wǎng)雙向儲能變換器的二次紋波電流抑制方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明設(shè)及新能源分布式發(fā)電、直流微電網(wǎng)領(lǐng)域,特別是一種直流微電網(wǎng)雙向儲 能變換器的二次紋波電流抑制方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 隨著能源危機(jī)和環(huán)境污染的日益嚴(yán)重,新能源分布式發(fā)電技術(shù)受到了廣泛的關(guān)注 與研究,微電網(wǎng)也應(yīng)運(yùn)而生。相比于交流微電網(wǎng),直流微電網(wǎng)系統(tǒng)具有結(jié)構(gòu)簡單,能量轉(zhuǎn)換 次數(shù)少,無需考慮頻率、相位和無功補(bǔ)償設(shè)備,供電質(zhì)量高等優(yōu)勢,促進(jìn)了直流微電網(wǎng)的快 速發(fā)展。
[0003] 直流微電網(wǎng)是由分布式發(fā)電、儲能裝置、能量變換裝置和負(fù)載等組成的系統(tǒng),既可 W與大電網(wǎng)并網(wǎng)運(yùn)行,也可W孤立運(yùn)行。其中,當(dāng)儲能系統(tǒng)接單相逆變器負(fù)載時(shí),由于單相 逆變器的瞬時(shí)輸出功率W兩倍輸出電壓頻率脈動,導(dǎo)致蓄電池等輸入源和儲能變換器產(chǎn)生 二次紋波電流。當(dāng)蓄電池中的二次紋波電流的峰峰值超過額定電流的8 %時(shí),不僅會對蓄電 池的電極和電解質(zhì)造成損害,還導(dǎo)致蓄電池的效率降低,使用壽命縮短。當(dāng)儲能變換器中出 現(xiàn)二次紋波電流時(shí),既會造成儲能變換器的容量浪費(fèi),又會影響電力電子器件的壽命,還增 大開關(guān)管的電流應(yīng)力和通態(tài)損耗。因此,當(dāng)直流微電網(wǎng)儲能系統(tǒng)接單相逆變器負(fù)載時(shí),抑制 儲能變換器的二次紋波電流是十分必要的。
[0004] 二次紋波電流抑制方法可W分為無源抑制法和有源抑制法。采用較大的電解電容 來平滑母線電壓的波動,屬于無源抑制法,但增加了系統(tǒng)的體積和重量,不利于系統(tǒng)能量密 度的提高。國外文獻(xiàn)提出的電壓電流雙閉環(huán)有源抑制法,引入的電感電流反饋等效于增大 儲能變換器在全輸出電壓頻段的閉環(huán)輸出阻抗,抑制了二次紋波電流,但要求外環(huán)電壓的 截至頻率較低,導(dǎo)致負(fù)荷突變時(shí)系統(tǒng)的動態(tài)性能有待提高。
[0005] 除了二次紋波問題,在直流微電網(wǎng)儲能系統(tǒng)中,多儲能變換器并聯(lián)時(shí)變換器輸出 電壓的偏差會導(dǎo)致環(huán)流和電流均分問題。為此,國外文獻(xiàn)提出了孤島直流系統(tǒng)中多直流變 換器并聯(lián)的改進(jìn)下垂控制方法,該方法改善了并聯(lián)均流效果,提高了負(fù)荷功率均分精度。國 外文獻(xiàn)也提出了分層控制方法,該方法提高了變換器控制性能,抑制了變換器間的環(huán)流,從 而在較大程度上改善了電流均分效果。但是上述兩種方法均未考慮線路阻抗對輸出功率的 影響。
【發(fā)明內(nèi)容】
[0006] 本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是,針對現(xiàn)有技術(shù)不足,提供一種直流微電網(wǎng)雙向儲 能變換器的二次紋波電流抑制方法。
[0007] 為解決上述技術(shù)問題,本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是:一種直流微電網(wǎng)雙向儲能變 換器的二次紋波電流抑制方法,包括W下步驟:
[0008] 1)在每個(gè)采樣周期的起始點(diǎn),對儲能變換器直流側(cè)電容C,兩端的電壓Ud。,、流過線 路電阻R,的電流i,和流過電感L,的電流i。分別進(jìn)行采樣,將經(jīng)過AD轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換后的數(shù) 據(jù)通過并行接口送給DSP控制器進(jìn)行處理;
[0009] 2)DSP控制器首先將第j臺儲能變換器的虛擬電阻Rdf。。。,與流過線路電阻R,的電 流1湘乘后,再乘^-1,然后與未引入虛擬電阻時(shí)第^'臺儲能變換器的直流側(cè)參考電壓11"^, 相加,最后得到引入虛擬電阻時(shí)第j臺儲能變換器的直流側(cè)參考電壓u"V,;
[0010] 如將引入虛擬電阻時(shí)第j臺儲能變換器的直流側(cè)參考電壓u"V,和與電容電壓反 饋系數(shù)H。* (I-Gb(S))相乘后的儲能變換器直流側(cè)電容C,兩端的電壓Ud。.,相減,得到差值e。; 其中,H。是電容電壓反饋系數(shù)中帶通濾波器的傳遞函數(shù)Ge(s)的比例系數(shù); W11] 4)將差值e。與外環(huán)電壓PI控制器的傳遞函數(shù)Gu(S)相乘,得到指令電流1\,;其 中,外環(huán)電壓PI控制器的傳遞函數(shù)Gu(S)的表達(dá)式為G。(S) =kp+ki/s,其中kp是PI控制器 的比例系數(shù),ki是PI控制器的積分系數(shù),S=jCO,j是虛部單位符號,CO為電網(wǎng)角頻率; 陽01引 W將指令電流1\郝與電感電流反饋系數(shù)Hi*Gb(S)相乘后的流過電感Lj的電流 iy相減,得到差值Gi;其中,Hi是電感電流反饋系數(shù)中帶通濾波器的傳遞函數(shù)Ge(S)的比例 系數(shù);
[001引 6)將差值與內(nèi)環(huán)電流P控制器的傳遞函數(shù)Gi(S)相乘,得到SPWM調(diào)制波信號D;其中,內(nèi)環(huán)電流P控制器的傳遞函數(shù)Gi(S)的表達(dá)式為Gi(S) =k,k是P控制器的比例 系數(shù);
[0014] 7)對SPWM調(diào)制波信號D和S角載波進(jìn)行雙極性調(diào)制,得到逆變電路開關(guān)管的占空 比信號。 陽〇1引 H。取值范圍為0. 013<Hu<0. 014。
[0016] 帶通濾波器的傳遞函數(shù)Gb(S)的表達(dá)式為:
[001引其中,是流過阻性負(fù)載R的電壓U。的角頻率,Q是帶通濾波器的品質(zhì)因數(shù),Q取 值范圍為0. 25<Q<2。
[0019] kp取值范圍為0. 1《kp《20,ki取值范圍為0.OOl《0. 1。
[0020] Hi取值范圍為 0. 09<Hi<0. 11。 陽02Uk取值范圍為0. 1《k《1.5。
[0022] 與現(xiàn)有技術(shù)相比,本發(fā)明所具有的有益效果為:本發(fā)明利用直流微電網(wǎng)雙向儲能 變換器的兩帶通濾波器二次紋波電流抑制方法,通過電壓外環(huán)引入帶通濾波器的電容電壓 反饋,增強(qiáng)二次紋波抑制效果,通過電流內(nèi)環(huán)引入帶通濾波器的電感電流反饋,解決了傳統(tǒng) 電壓電流雙閉環(huán)控制中因限制外環(huán)電壓的截至頻率引起的動態(tài)響應(yīng)速度慢的問題,減少了 儲能變換器間輸出電壓的偏差,改善了并聯(lián)均流效果,提高了電力電子器件的壽命,減小了 開關(guān)管的電流應(yīng)力和通態(tài)損耗。
【附圖說明】
[0023] 圖1為直流微電網(wǎng)結(jié)構(gòu);
[0024] 圖2為本發(fā)明一實(shí)施例系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu);
[00巧]圖3為本發(fā)明一實(shí)施例引入虛擬電阻的兩臺儲能變換器并聯(lián)系統(tǒng)的簡化模型;
[0026] 圖4為本發(fā)明一實(shí)施例系統(tǒng)的電感支路的閉環(huán)阻抗的伯德圖;
[0027] 圖5為本發(fā)明一實(shí)施例系統(tǒng)的單位階躍響應(yīng)。
【具體實(shí)施方式】
[00測圖1所示為直流微電網(wǎng)結(jié)構(gòu),主要由光伏(photovoltaic,PV)模塊、儲能(energy storage,E巧模塊和負(fù)載組成。光伏模塊采用Boost變換器;儲能模塊采用儲能變換器,即 Buck/Boost變換器,實(shí)現(xiàn)能量雙向流動;DC/AC變換器采用S相橋式電路,避免復(fù)雜的電路 結(jié)構(gòu)帶來的控制和穩(wěn)定性問題,負(fù)載由DC/AC和DC/DC變換器和阻性負(fù)載模擬。其中,j= 1,2,…,n,Ubi、Ubj和ibi、ibj分別是蓄電池側(cè)電壓和電流,U PV和iPV分別是光伏側(cè)電壓和電 流,Udei、Udc.郝Ud。分別是儲能變換器直流側(cè)電容C1、C郝CP巧端的電壓,Uhad、Uwdl和iWd、 iwdi分別是DC/AC和DC/DC變換器接阻性負(fù)載R和R擁直流側(cè)電壓和電流,U。、11。1、11。2和 i。、1。1、1。2分別是流過阻性負(fù)載R、R1和R2的電壓和電流。
[0029] 圖2為系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)圖,系統(tǒng)的控制部分包括自適應(yīng)下垂控制、引入帶通濾波器 反饋的電容電壓外環(huán)PI控制和引入帶通濾波器反饋的電感電流內(nèi)環(huán)P控制3個(gè)部分,其 中,是脈寬調(diào)制器的傳遞函數(shù),i。是流過電容C,的電流,rd是電感等效串聯(lián)電阻。
[0030] 在每個(gè)采樣周期的起始點(diǎn),DSP控制器啟動A/D轉(zhuǎn)換器,對儲能變換器直流側(cè)電容 Cj兩端的電壓Ud。,、流過線路電阻Rj的電流ii和流過電感Li的電流iU分別進(jìn)行采樣,經(jīng)過 AD轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換后的數(shù)據(jù)通過并行接口送給DSP控制器進(jìn)行處理。
[0031] DSP控制器首先將第j臺儲能變換器的虛擬電阻RdfWPi與流過線路電阻Rj的電流 1湘乘后,其次乘^-1,然后與未引入虛擬電阻時(shí)第^'臺儲能變換器的直流側(cè)參考電壓11"^, 相加,最后得到引入虛擬電阻時(shí)第j臺儲能變換器的直流側(cè)參