,因此關(guān)斷時(shí)間toff與輸入 電壓VIN成反比例關(guān)系：
其中k2表不另一個(gè)比例因子。在一實(shí)施例中，k2可 以是固定值。在另一實(shí)施例中，比例因子k2可以隨輸出電壓V0同向變化。在輸出電壓V0 變化時(shí)，本實(shí)施例的技術(shù)方案與采用固定關(guān)斷時(shí)間toff的技術(shù)方案相比，峰峰紋波電流值 Ipp的變化減小了。
[0048] 圖3給出了根據(jù)本發(fā)明一實(shí)施例的決定關(guān)斷
計(jì)時(shí)電路300包括電流產(chǎn)生電路301、開關(guān)K、電容C1和比較電路CMP4。電流產(chǎn)生電路301 包括第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、第四電阻R4、放大器AMP、晶體管T和電流鏡 CM。應(yīng)當(dāng)注意，本文中，標(biāo)識(shí)"R1"、"R2 "、"R3 "和"R4"既可以表示電阻也可以表示電阻值， 標(biāo)識(shí)"C1"既可以表示電容也可以表示電容值。第一電阻R1的第一端接收輸入電壓VIN，第 一電阻R1的第二端親接于放大器AMP的第一輸入端。第二電阻R2的第一端親接于第一電 阻R1的第二端，第二電阻R2的第二端耦接于參考地。第三電阻R3的第一端耦接于輸出電 壓V0,第三電阻R3的第二端耦接于放大器AMP的第二輸入端。第四電阻R4的第一端耦接 于第三電阻R3的第二端，第四電阻R4的第二端耦接于參考地。在一實(shí)施例中，放大器AMP 的第一端是同相輸入端（+)，放大器的第二端是反相輸入端（_)。晶體管T具有第一端、第 二端和控制端，晶體管T的第一端耦接于第四電阻R4的第一端，晶體管T的第二端提供電 流，晶體管T的控制端耦接于放大器AMP的輸出端。電流鏡CM具有第一端和第二端，電流 鏡CM的第一端耦接于晶體管T的第二端以接收電流。根據(jù)電流鏡的固有屬性，電流鏡CM第 二端提供的電流Ic等于其第一端接收的電流。電容C1的第一端耦接于電流鏡CM的第二 端，電容C1的第二端耦接于參考地。開關(guān)K的第一端耦接于電容C1的第一端，開關(guān)K的第 二端耦接于電容C1的第二端，開關(guān)K的控制端接收第二控制信號(hào)LS。比較電路CMP4具有 同相輸入端、反相輸入端和輸出端，比較電路CMP4的同相輸入端耦接于電容C1的第一端， 比較電路CMP4的反相輸入端接收參考信號(hào)VREF4。比較電路CMP4比較電容C1上的壓降和 參考信號(hào)VREF4并生成計(jì)時(shí)信號(hào)T0。
[0049] 根據(jù)運(yùn)算放大器的固有屬性，運(yùn)算放大器AMP兩個(gè)輸入端的電流約等于零，并且 兩輸入端的電壓基本相等。因此，選取電阻R1和R3的阻值相等，電阻R2和R4的阻值相等， 電流鏡CM流出的電流Ic為：
[0051]整流器RC的關(guān)斷時(shí)間toff可以表示如下：
[0053] 因此，在圖3所示實(shí)施例中，
：，其中比例因子kl等于電容值 C1、電阻值R1和參考電壓VREF4的乘積。
[0054] 本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)該知曉，在一實(shí)施例中，參考信號(hào)VREF4可以是固定值。這 種實(shí)施例中，峰峰紋波電流值Ipp是固定的，與輸入電壓VIN或輸出電壓V0無關(guān)。在另一 實(shí)施例中，為了折中考慮開關(guān)電源的峰峰紋波電流值Ipp和開關(guān)頻率，參考信號(hào)VREF4是輸 出電壓V0的函數(shù)。
[0055] 圖4給出了采用圖3中計(jì)時(shí)電路300的開關(guān)電源200的波形圖。下面將結(jié)合圖2 和圖3詳細(xì)的說明開關(guān)電源200的工作原理。當(dāng)反饋信號(hào)VFB小于過壓閾值信號(hào)VREF1時(shí)， 開關(guān)電源200正常工作，不受過壓保護(hù)電路203的控制。更具體地，當(dāng)反饋信號(hào)VFB小于過 壓閾值信號(hào)VREF1時(shí)，過壓檢測(cè)信號(hào)0V處于邏輯低狀態(tài)，過流檢測(cè)電路CMP2處于非使能狀 態(tài)，輸出處于邏輯低狀態(tài)的過流檢測(cè)信號(hào)0C，這就導(dǎo)致計(jì)時(shí)信號(hào)T0也處于邏輯低狀態(tài)。相 應(yīng)地，與非信號(hào)處于邏輯高狀態(tài)，使得開關(guān)電路201不受過壓保護(hù)電路203的控制。當(dāng)檢測(cè) 到反饋信號(hào)VFB小于參考信號(hào)VREF3時(shí)，比較器CMP3置位RS觸發(fā)器223以閉合主開關(guān)Μ 增加輸出電壓VO。主開關(guān)Μ經(jīng)過一段導(dǎo)通時(shí)間，導(dǎo)通時(shí)間控制電路221復(fù)位RS觸發(fā)器223 以關(guān)斷主開關(guān)Μ。
[0056] 當(dāng)反饋信號(hào)VFB高于過壓閾值信號(hào)VREF1時(shí)，開關(guān)電源200進(jìn)入動(dòng)態(tài)調(diào)整模式。 在動(dòng)態(tài)調(diào)整模式模式下，過壓檢測(cè)信號(hào)0V處于邏輯高狀態(tài)，過流檢測(cè)電路CMP2被使能。因 此，過流檢測(cè)電路CMP2檢測(cè)整流器RC導(dǎo)通電阻兩端的壓降VSEN，并當(dāng)電流感應(yīng)信號(hào)VSEN 達(dá)到過流閾值信號(hào)VREF2時(shí)，輸出高水平的過流檢測(cè)信號(hào)0C。一方面，處于高水平的過流 檢測(cè)信號(hào)0C觸發(fā)計(jì)時(shí)電路231以輸出高水平的計(jì)時(shí)信號(hào)Τ0,由于計(jì)時(shí)信號(hào)Τ0和過流檢測(cè) 信號(hào)0C都處于邏輯高狀態(tài)，與非門224輸出低水平的與非信號(hào)并通過與門225關(guān)斷整流器 RC。另一方面，當(dāng)過流檢測(cè)信號(hào)0C從邏輯低狀態(tài)跳變到邏輯高狀態(tài)時(shí)，計(jì)時(shí)電路231開始 計(jì)時(shí)。經(jīng)過關(guān)斷時(shí)間toff后，計(jì)時(shí)信號(hào)T0變低，導(dǎo)致與非信號(hào)變高，其通過與門225導(dǎo)通 整流器RC。
[0057] 在如圖4所示的時(shí)刻11，輸入電壓VIN減小，則在整流器RC關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，電感電流 紅的上升斜率減小。由于關(guān)斷時(shí)間toff與輸入電壓VIN和輸出電壓V0兩者的差成反比例
，關(guān)斷時(shí)間toff此時(shí)增加。這樣，電感電流^的峰峰紋波電流 值Ipp仍保持為如下式所示的固定值：
[0059] 從上面等式可以看出，在電容值C1、電阻值R1和參考信號(hào)VREF4給定時(shí)，電感電流 k的峰峰紋波電流值Ipp是固定的，和輸入電壓VIN無關(guān)。若參考信號(hào)VREF4為常數(shù)值，峰 峰紋波電流值Ipp與輸出電壓V0無關(guān)。在另一實(shí)施例中，參考信號(hào)VREF4隨輸出電壓V0 同向變化，則當(dāng)輸出電壓V0變化時(shí)，和關(guān)斷時(shí)間固定的技術(shù)方案相比，在該實(shí)施例中，峰峰 紋波電流值Ipp的變化減小了。
[0060] 圖5給出了根據(jù)本發(fā)明另一實(shí)施例的決定關(guān)斷時(shí)間
的計(jì)時(shí)電路500。與 圖3所示的計(jì)時(shí)電路300相比，計(jì)時(shí)電路500省略了電阻R3。對(duì)計(jì)時(shí)電路300的分析描述 同樣適用于計(jì)時(shí)電路500,即計(jì)時(shí)電路500中電流鏡CM提供的電流為：
[0062] 整流器RC的關(guān)斷時(shí)間toff可以表示為：
[0064] 在一實(shí)施例中，選取合適的電阻R1、R2、R4以及電容C1，開關(guān)電源200的開關(guān)頻率 Fsw可以表示如下：
[0066] 此外，選取參考電壓VREF4等于輸出電壓V0,因此整流器RC的關(guān)斷時(shí)間toff可表 示為：
[0068] 舉例說明，選取電感L感值為200nH，輸出電壓V0為3. 3V，開關(guān)頻率Fsw為4MHz，根 據(jù)等式（8)來計(jì)算本發(fā)明實(shí)施例中開關(guān)電源的峰峰紋波電流值Ipp。而選取關(guān)斷時(shí)間toff 為150ns來計(jì)算傳統(tǒng)方式中開關(guān)電源的峰峰紋波電流值Ipp。
[0069] 選取輸入電壓VIN在5V~12V之間的整數(shù)值，分別計(jì)算傳統(tǒng)方法和本發(fā)明以上實(shí) 施例中的峰峰紋波電流值Ipp。為了更好進(jìn)行比較，圖6給出了計(jì)算結(jié)果。從圖6中可以看 出，在輸入電壓VIN變化時(shí)，采用本發(fā)明實(shí)施例的峰峰紋波電流值Ipp的變化小于傳統(tǒng)方式 中峰峰紋波電流值Ipp的變化。
[0070] 圖7給出了根據(jù)本發(fā)明另一實(shí)施例的開關(guān)電源700。與圖2中開關(guān)電源200相比， 開關(guān)電源700還包括周期計(jì)數(shù)電路734和與門726。周期計(jì)數(shù)電路734耦接于過流檢測(cè)電 路CMP2的輸出端以接收過流檢測(cè)信號(hào)0C。周期計(jì)數(shù)電路734基于過流檢測(cè)信號(hào)0C生成周 期計(jì)數(shù)信號(hào)SC。與門726具有第一輸入端、第二輸入端和輸出端，與門726的第一輸入端耦 接于周期計(jì)數(shù)電路734以接收周期計(jì)數(shù)信號(hào)SC，與門726的第二輸入端耦接于觸發(fā)器723 的第一輸出端以接收第一觸發(fā)信號(hào)。與門726基于周期計(jì)數(shù)信號(hào)SC和第一觸發(fā)信號(hào)生成 與信號(hào)，與信號(hào)作為第一控制信號(hào)HS提供到主開關(guān)Μ的控制端。與門725具有三個(gè)輸入端 和一個(gè)輸出端，與門725的第一輸入端耦接于RS觸發(fā)器723的第二輸出端以接收第二觸發(fā) 信號(hào)，與門725的第二輸入端耦接于與非門724的輸出端以接收與非信號(hào)，與門725的第三 輸入端耦接于周期計(jì)數(shù)電路734以接收周期計(jì)數(shù)信號(hào)SC。與門725基于第二觸發(fā)信號(hào)、與 非信號(hào)和周期計(jì)數(shù)信號(hào)SC在輸出端生成與信號(hào)，與信號(hào)作為第二控制信號(hào)LS提供到整流 器RC的控制端。
[0071] 當(dāng)過流檢測(cè)信號(hào)0C變高時(shí)，周期計(jì)數(shù)電路734開始計(jì)數(shù)，并當(dāng)周期數(shù)達(dá)到預(yù)設(shè)值 時(shí)，輸出邏輯低的周期計(jì)數(shù)信號(hào)SC。這樣，邏輯低的周期計(jì)數(shù)信號(hào)SC無效掉連接到與門726 的第二輸入端的任何值以及連接到與門725第一輸入端和第二輸入端的任何值。這樣，第 一控制信號(hào)HS和第二控制信號(hào)LS都變成邏輯低，相應(yīng)地，主開關(guān)Μ和整流器RC都被關(guān)斷， 開關(guān)電路701停止開關(guān)行為。采用這種方式，可以防止輸入電壓VIN的過度充電。
[0072] 圖8給出了根據(jù)本發(fā)明另一實(shí)施例的開關(guān)電源800。與圖2所示的開關(guān)電源200 相比，開關(guān)電源800中的過壓保護(hù)電路803中的計(jì)時(shí)電路831同時(shí)復(fù)用做控制電路802的導(dǎo) 通時(shí)間控制電路，相當(dāng)于開關(guān)電源200的導(dǎo)通時(shí)間控制電路221。也就是說，控制電路802 和過壓保護(hù)電路803共用一個(gè)計(jì)時(shí)電路831。計(jì)時(shí)電路831接收第一控制信號(hào)HS并決定整 流器RC的關(guān)斷時(shí)間toff(即主開關(guān)Μ的導(dǎo)通時(shí)間），使關(guān)斷時(shí)間toff隨輸入電壓VIN成反 向變化。在一實(shí)施例中，整流器RC的關(guān)斷時(shí)間toff與輸入電壓VIN和輸出電壓V0兩者的 差成反比例關(guān)系。在另一實(shí)施例中，整流器RC的關(guān)斷時(shí)間toff與輸入電壓VIN成反比例 關(guān)系。相較于圖2所示開關(guān)電源200,圖8所示實(shí)施例中的開關(guān)電源800的控制電路也相應(yīng) 地做了些調(diào)整。開關(guān)電源200中的與非門224和與門225被或門822代替?；蜷T822耦接 于比較電路821和過流檢測(cè)電路CMP2以分別接收比較信號(hào)SET和過流檢測(cè)信號(hào)0C?；蜷T 822基于比較信號(hào)SET和過流檢測(cè)信號(hào)0C生成或信號(hào)。RS觸發(fā)器823的置位端S耦接于 或門822以接收或信號(hào)。RS觸發(fā)器823基于或信號(hào)和導(dǎo)通時(shí)間控制信號(hào)C0生成控制信號(hào) HS和LS分別控制主開關(guān)Μ和整流器RC。
[0073] 圖9給出了圖8中開關(guān)電源800的波形圖。下面將參考圖8和圖9給出開關(guān)電源 800的工作原理。在開關(guān)電源800中，比較信號(hào)SET或者是