[0024] 所述電感器可由所述變壓器的一個線圈的自感、分離電感器或它們的一些組合提 供。
【附圖說明】 陽0巧]圖1是根據(jù)實施例的雙向DC-DC轉換器的電氣原理圖；
[0026] 圖2是圖1的DC-DC轉換器去掉電容器Cb w及電容器Cbjv后的電氣原理圖（假 設運些電容器兩端的電壓降大致為零或者可忽略）；
[0027] 圖3是在高功率工作模式中的在圖1的DC-DC轉換器的操作的同一條時間線上圖 1和圖2的電氣原理圖中的多個不同的點處的電壓波形圖；
[0028] 圖4是示出在低功率工作模式作中使用圖1的DC-DC轉換器時的各開關狀態(tài)的圖 1的轉換器的電氣原理圖擬及
[0029] 圖5是在低功率工作模式中的在圖1的DC-DC轉換器的操作的同一條時間線上圖 4的電氣原理圖中的多個不同的點處的電壓波形圖。
【具體實施方式】
[0030] 將參照附圖描述本發(fā)明，在附圖中，相同的附圖標記對應于相同的元件。
[0031] 參照圖1，根據(jù)實施例的雙向DC-DC轉換器1包括位于電路兩側的兩個標準四開 關全橋轉換器。開關Si至S4形成低電壓（LV)全橋轉換器2,開關Ss至Ss形成高電壓（HV) 全橋轉換器4。 陽03引電容器C。6和電容器Cw 8分別是用于LV全橋轉換器2和HV全橋轉換器4的DC 鏈接的DC電容器。 陽03引兩個電容器Cb W 10和Cb W 12串聯(lián)在LV轉換器2和HV轉換器4的AC線路與變 壓器14之間。更具體地，在LV轉換器2中，開關Si和S 2?串聯(lián)方式連接，開關S 3和S 4? 串聯(lián)方式連接。開關Si和S 2的串聯(lián)W并聯(lián)方式連接至開關S3和S 4的串聯(lián)。變壓器14包 括第一線圈22,其具有經由電容器Cb w 10連接至開關Si與S 2之間的節(jié)點A的第一端A'。 第二端B'連接至開關S3與S 4之間的節(jié)點B。變壓器14還包括第二線圈24,其具有經由電 容器Cb W 12連接至開關Ss與S e之間的節(jié)點E的第一端A" W及連接至串聯(lián)連接的開關S 7 與Ss (它們與開關Ss和S e并聯(lián)）之間的節(jié)點F的第二端B"。如示出的那樣，每個開關可包 括與實際開關元件自身并聯(lián)的二極管26和電容器28。每個開關最好為半導體器件，例如半 導體晶體管。然而，運一點不應理解為限制本發(fā)明。
[0034] 可通過為Cb w 10和Ch w 12選擇較大的值而將轉換器1設計為非諧振轉換器，或 者可通過為Cb w 10和Cb w 12選擇較小的值而將其設計為諧振轉換器。
[0035] 利用串聯(lián)電感器L的值來確定從LV全橋轉換器2到HV全橋轉換器4的功率傳輸 W及從HV全橋轉換器4到LV全橋轉換器2的功率傳輸。L可W是分離電感器、變壓器14 自身的一個線圈的自感、或者它們的一些組合。L的值越小，功率傳輸越大。
[0036] 參照圖2并且繼續(xù)參照圖1，在高功率工作模式中，轉換器1在控制器20的控制下 作為標準雙有源橋雙向DC-DC轉換器進行工作。為了對高功率工作模式進行描述，將轉換 器1視為具有較大的Cb w 10和Ch w 12的值的非諧振轉換器，從而可忽略跨Cb w 10和(V W 12兩端的電壓，并且（為了進行描述和分析）可用圖2所示的短路電路來取代Cb w 10 和 Qj-HV。。
[0037] 參照圖3并且繼續(xù)參照圖1和圖2,在本文中橋間相移g定義為Ve.與Vp.之間 的相移。當f為正時，V e,領先于V P.，并且轉換器1工作在升壓操作中，同時DC電功率從 LV轉換器2流至HV轉換器4。當口為負時，V e,滯后于V P.，并且轉換器1工作在降壓操 作中，同時DC電功率從HV轉換器4流至LV轉換器2。 陽03引在高功率工作模式中，轉換器1的全部八個開關S產S S在控制器20的控制下W 本領域已知的方式執(zhí)行切換動作，從而使電流在變壓器14的各個線圈22和線圈24中W相 反的方向交替地流動。對于開關Si至S4兩端的任意電壓降，VAe的峰值等于電壓源Vd。^^ 16 的電壓。同樣地，對于開關苗至58兩端的任意電壓降，Vw的峰值等于電壓源Vd。^^ 18的電 壓。假設Cbj^v 10和Cbjv 12兩端的電壓降為零，則v = vji V e, = Ve。因此，V e. = Vab 且Ve. p. = Vw。另外，由于電流在其上Cb w 10和Cb w 12兩端的電壓降為零或可忽略的變 壓器14的線圈22和線圈24中W相反的方向交替地流動，因此Vei和Vp.不存在凈DC分 量。當VA.ei和Ve.p.的占空比均等于1時，從LV轉換器2傳輸至HV轉換器4的功率（或從 HV轉換器4傳輸至LV轉換器2的功率）為：
[0039] 鶴
[0040] 其中η等于變壓器14的應數(shù)比。
[0041] 參照圖4,在低功率工作模式中，轉換器1在控制器20的控制之下工作。更具體 地，在低功率工作模式中，轉換器1的八個開關Si至Ss中只有四個執(zhí)行切換動作。更具體 地，LV轉換器2的開關Si和S 2?及HV轉換器4的開關S g和S e執(zhí)行切換動作。開關S 3和 S,保持斷開（開路），開關S4和Ss保持導通（閉合）。在低功率工作模式中，Vb. = Vb=0 且Vf. = Vf= 0(相對于每一側的地電平）。因此，Va, B, = Va,且Ve.f. = Ve.。 陽ο創(chuàng)受制于開關Si、Sz、S4、Ss、Se和S s兩端的較小電壓降，V A和V Ε分別具有由c b_w 10 和Cb_Hv 12兩端的DC電壓所導致的￥心^和V de_Hv的峰間電壓擺幅W及DC電平0. 5V 和 0. 5Vdcjv。如圖4所示，Cb Lv 10和Cbjv 12分別阻擋了 Va和Ve的DC成分。因此Va.b'和Vet. 均不存在凈DC分量，從而均不存在0. 0. 5V dcjv的幅度。運里，V AI 和Ve. r兩者的 占空比始終等于1，并且從LV轉換器2傳輸至HV轉換器4的功率（或從HV轉換器4傳輸 至LV轉換器2的功率）為：
[0043]
蝴 陽044] 轉換器1在低功率模式中作為雙有源橋雙向DC-DC轉換器工作，但是從LV轉換 器2傳輸至HV轉換器4 (或者從HV轉換器4傳輸至LV轉換器2)的功率僅為額定功率的 25%，所述額定功率為轉換器1在高功率工作模式下正常傳輸?shù)墓β?。換言之，與工作在高 功率工作模式中的轉換器1相比，在低功率工作模式中，轉換器1在將DC電功率從LV轉換 器2傳輸至HV轉換器4 (或從HV轉換器4傳輸至LV轉換器2)時僅具有25 %的效率。
[0045] 對圖3所示的波形與圖5所示的波形進行比較，可W看出，在高功率工作模式中 (圖3)，隨時間變化的vei和Vp.為AC電壓，因而第一線圈22和第二線圈24中的電流將 交替地反轉方向。與此相反，在低功率工作模式中（圖5)，Ve.= Ve=Vp=Vp.= 0。因此， 施加圖5中的周期性脈沖電壓Va將使電容器C b w 10充電至約0. 5Vd。^^的值，并將使電容 器Cb w 12充電至約0.5Vd。^^的值。因此，高功率工作模式和低功率工作模式的區(qū)別在于W 下事實：在高功率工作模式中，每個準方波形、Va。和VI具有等于相應的匯流條化US) (對于V和Ve.而言為Vd。。16對于V,和V.而言為Vd。^ 18)上的DC電壓的幅度。與此 相反，在低功率工作模式中，每個準方波形V和Va。具有等于相應的匯流條DC電壓Vd。。16 和Vd。^^ 18的一半的幅度，運是由于每個串聯(lián)電容器Cb w 10和Ch w 12被充電至相應的匯 流條DC電壓的一半（或大致一半），即，0. SVdcj^v和0. 5V dcjw。
[0046] 可W看到，在無需額外的無源組件或有源組件的情況下實現(xiàn)了低功率工作模式。 在低功率工作模式中，轉換器1的八個開關中只有四個執(zhí)行切換操作而開關S4和Ss保持閉 合，從而使保持開路的開關S3和S 5兩端不存在選通損失（電壓降）。由于只有四個開關參 與了切換動作，因此切換損失更低。
[0047] 當在高功率工作模式中對功率傳輸進行控制的同時，祭的微小變化導致從LV轉換 器2傳輸?shù)紿V轉換器4 (或者從HV轉換器4傳輸?shù)絃V轉換器2)的功率的較大變化，尤其 是在處于較低的功率水平時。由（1)得到：
[0048]
m W例從等式做可W看出，當0接近于0時，Pwigh Mc^d。隨@的變化非常大。運使得設 計控制器20的任務變得具有挑戰(zhàn)性。
[0050] 然而，在低功率工作模式中，每個f值處的功率是高功率工作模式中同一與值處的 功率的25%。因此，在低功率工作模式中需要^具有更大的變化，^在:夢^〇周圍對從1^￥轉 換器2到HV轉換器4 (或者從HV轉換器4到LV轉換器2)的功率傳輸進行控制。運有利 于控制器20的設計。
[0051] 在從LV轉換器2到HV轉換器4 (或者從HV轉換器4到LV轉換器2)的功率傳輸 的角度來看，低功率工作模式和高功率工作模式可傳輸?shù)腄C功率的范圍具有可觀的重疊。 因此，可由控制器20利用抗干擾的寬磁滯來平穩(wěn)地控制低功率模式到高功率模式（或者高 功率模式到低功率模式）之間的轉換。
[0052] 最后，由于缺少電流，導致高功率工作模式中的轉