一種基于升降壓式和隔離型dc/dc電路的直流電力彈簧拓撲及其控制方法
【技術領域】
[0001] 本發(fā)明涉及智能電網(wǎng)運行控制技術領域，尤其涉及一種應用于直流電力系統(tǒng)及直 流微電網(wǎng)的直流電力彈簧拓撲及其控制方法。
【背景技術】
[0002] 隨著電氣領域負荷需求的不斷攀升以及化石燃料量的減少，對新能源的開發(fā)和利 用已迫在眉睫。新能源分布式發(fā)電以其初期建設投資低、發(fā)電方式靈活等特點一直是國家 關注的重點問題，新能源發(fā)電的裝機容量也在逐年攀升。然而，當大量的分布式發(fā)電并網(wǎng)尤 其是并入微電網(wǎng)后，太陽能、風能等可再生能源的間歇性和隨機性必然會影響直流電網(wǎng)電 壓的穩(wěn)定，如何保證直流電網(wǎng)的穩(wěn)定運行和供電功能已成為直流電網(wǎng)建設的重要研究課 題，這個迫切的問題已經(jīng)愈來愈成為制約新能源發(fā)展的瓶頸。
[0003] 現(xiàn)有直流電網(wǎng)的控制方法有很多，主流的控制方案是設置大容量儲能裝置以平抑 分布式電源發(fā)電功率的波動。但是，與當前交流供電系統(tǒng)面對的困境相似，大容量蓄電池、 飛輪儲能裝置等儲能設備昂貴的造價和可靠性較低的集中式控制方法，無法滿足未來智能 電網(wǎng)中大范圍、高比例的分布式發(fā)電并網(wǎng)的要求。近年來問世的交流電力彈簧 (Alternative Current Electric Spring，ACES)雖在一定程度上解決了這一問題并被認 為可以廣泛應用于分布式發(fā)電系統(tǒng)中，但是，ACES的問世主要是針對交流微電網(wǎng)應用場合， 還未見基于智能負載原理的直流電力彈簧(Direct Current Electric Spring，DCES)應用 于直流微電網(wǎng)的相關報道。因此，對DCES的研究無論是從工程應用還是理論研究的角度都 顯得尤為重要。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 發(fā)明目的：針對上述現(xiàn)有技術，提出一種基于升降壓式和隔離型DC/DC電路的直流 電力彈簧拓撲及其控制方法，在電網(wǎng)功率波動時實現(xiàn)發(fā)電量與用電負荷動態(tài)平衡。
[0005] 技術方案:一種基于升降壓式和隔離型DC/DC電路的直流電力彈簧拓撲，包括隔離 型全橋雙向DC/DC變換器、雙向升降壓DC/DC變換器、Η橋以及儲能裝置;所述雙向升降壓DC/ DC變換器、隔離型全橋DC/DC變換器的輸入端并聯(lián)在儲能裝置的兩端，關鍵負載并聯(lián)在所述 全橋雙向DC/DC變換器的輸出端;所述雙向升降壓DC/DC變換器的輸出端與所述Η橋級聯(lián)，級 聯(lián)后的輸出電壓與非關鍵負載串聯(lián)后再與所述關鍵負載并聯(lián);新能源發(fā)電系統(tǒng)輸出電壓的 正極性端連接電阻的一端，所述電阻的另一端與所述關鍵負載及非關鍵負載的公共端相 連，所述電阻為新能源發(fā)電系統(tǒng)到負載的輸電線等效電阻及發(fā)電裝置內(nèi)阻之和，所述關鍵 負載兩端并聯(lián)有濾波電容。
[0006] 進一步的，所述雙向升降壓DC/DC變換器為半橋結(jié)構(gòu)雙向升降壓DC/DC變換器、正 激結(jié)構(gòu)雙向升降壓DC/DC變換器。
[0007] 進一步的，所述儲能裝置為蓄電池組，或是能量雙向的AC/DC或DC/DC電源。
[0008] 一種基于升降壓式和隔離型DC/DC電路的直流電力彈簧拓撲的控制方法，包括如 下步驟：
[0009] 1)，采集關鍵負載兩端的輸入電壓V。；
[0010] 2)，將所述電壓V。與關鍵負載供電電壓參考值Vc^f作差運算得到誤差信號E1; [0011] 3)，將所述誤差信號E1經(jīng)過比例積分控制，其輸出值經(jīng)過限幅后得到誤差信號為 PI D?t，并判斷所述PI D?t的正負；
[0012] 4)，當關鍵負載兩端電壓大于參考值時，所述PIDout為正，控制所述隔離型全橋雙 向DC/DC變換器對直流母線輸出負功率，同時控制所述雙向升降壓DC/DC變換器輸出正功 率，并控制所述_喬輸出負電壓；
[0013] 當關鍵負載兩端電壓小于參考值時，所述PIDout為負，控制所述隔離型全橋雙向 DC/DC變換器對直流母線輸出正功率，同時控制所述雙向升降壓DC/DC變換器輸出負功率， 并控制所述Η橋輸出正電壓。
[0014] 有益效果:與現(xiàn)有的交流電力彈簧相比，本發(fā)明主要是針對直流微電網(wǎng)而提出的。 當新能源發(fā)電系統(tǒng)輸出直流電壓和功率發(fā)生較大波動時，本發(fā)明的直流電力彈簧能將發(fā)電 側(cè)的功率波動轉(zhuǎn)移到儲能裝置和非關鍵負載上，從而保證了關鍵負載側(cè)電壓精確地跟蹤給 定值，即維持關鍵負載兩端電壓穩(wěn)定；并且，由于非關鍵負載承擔了相當一部分的功率波 動，對蓄電池組的容量充放電容量要求明顯減小，降低了儲能裝置成本。
【附圖說明】
[0015] 圖1是本發(fā)明的DCES拓撲總結(jié)構(gòu)圖；
[0016] 圖2是DCES中雙向升降壓DC/DC變換器的拓撲；
[0017] 圖3是DCES中全橋雙向DC/DC變換器的控制框圖；
[0018]圖4是DCES裝置在供電系統(tǒng)中的等效電路圖；
[0019] 圖5是雙向升降壓DC/DC級聯(lián)Η橋工作示意圖；
[0020] 圖6是DCES在兩種工作模式下；
[0021] 圖7是當可再生能源發(fā)電輸出電壓小于設定值（如110V)時的仿真波形，從上到下 的三個通道依次是直流電力彈簧輸出電壓、非關鍵負載電壓和關鍵負載電壓波形；
[0022] 圖8是當可再生能源發(fā)電輸出電壓等于設定值時的仿真波形，從上到下的三個通 道依次是直流電力彈簧輸出電壓、非關鍵負載電壓和關鍵負載電壓波形；
[0023] 圖9是當可再生能源發(fā)電輸出電壓大于設定值時的仿真波形，從上到下的三個通 道依次是直流電力彈簧輸出電壓、非關鍵負載電壓和關鍵負載電壓波形。
[0024]圖中各標號定義如下：
[0025] 1.1為蓄電池組，1.2為隔離型全橋DC/DC變換器原邊電感，1.3為隔離型全橋DC/DC 變換器高頻變壓器，1.4為雙向升降壓DC/DC變換器，1.5為Η橋，1.6為直流電力彈簧裝置本 體，1.7為非關鍵負載，1.8為關鍵負載，1.9為濾波電容，1.10為線路電阻值，1.11為可再生 能源發(fā)電輸出的直流電。
[0026] 2.1為采集到的直流輸出電壓，2.2為減法器，2.3為ΡΙ控制器，2.4為直流輸出電壓 給定值，2.5為限幅，2.6為正負判斷，2.7為判斷為正時的操作，2.8為判斷為負時的操作。
【具體實施方式】
[0027]下面結(jié)合附圖對本發(fā)明做更進一步的解釋。
[0028] 如圖1所示，一種基于升降壓式和隔離型DC/DC電路的直流電力彈簧拓撲，包括隔 離型全橋雙向DC/DC變換器、雙向升降壓DC/DC變換器、Η橋以及儲能裝置。雙向升降壓DC/DC 變換器、隔離型全橋DC/DC變換器的輸入端并聯(lián)在儲能裝置的兩端，關鍵負載R。并聯(lián)在全橋 雙向DC/DC變換器的輸出端，關鍵負載兩端并聯(lián)有濾波電容C 3。雙向升降壓DC/DC變換器的 輸出端與Η橋級聯(lián)，級聯(lián)后的輸出電壓與非關鍵負載Rn。串聯(lián)后再與關鍵負載并聯(lián)。新能源發(fā) 電系統(tǒng)輸出電壓V in的正極性端連接電阻Ri的一端，電阻Ri的另一端與關鍵負載R。及非關鍵 負載Rn。的公共端相連，該電阻心為新能源發(fā)電系統(tǒng)到負載的輸電線等效電阻及發(fā)電裝置內(nèi) 阻之和，關鍵負載R。的另一端連接新能源發(fā)電系統(tǒng)輸出電壓V in的負極性端。
[0029]其中，雙向升降壓DC/DC變換器為半橋結(jié)構(gòu)雙向升降壓DC/DC變換器、正激結(jié)構(gòu)雙 向升降壓DC/DC變換器。本實施例中儲能裝置為蓄電池組，蓄電池組的兩端電壓為Vbattery， 儲能裝置還可以是能量雙向的AC/DC或DC/DC電源。
[0030] 如圖2所示為圖1中雙向升降壓DC/DC變換器的結(jié)構(gòu)示意圖，其包括兩組輸入輸出 并聯(lián)的單向Boo s t-Buck電路，雙向升降壓DC/DC變換器輸出端輸出到Η橋的電壓為Vm，并聯(lián) BoOSt-Buck電路I完成Vbattery到Vm的單向能量傳遞，即蓄電池組輸出放電；并聯(lián)BoOSt-Buck 電路II則負責vdljvbattery的單向能量傳遞，即對蓄電池組充電。每一時刻只有一組單向DC/ DC處于工作狀態(tài)。通過對兩組單向DC/DC工作狀態(tài)的不斷切換，可以完成雙向升降壓電壓變 換的功能。
[0031] 基于上述直流電力彈簧拓撲的控制方法，包括隔離型全橋雙向DC/DC變換器和雙 向升降壓DC/DC變換器的控制，具體步驟為：
[0032] 1)，采集關鍵負載兩端的輸入電壓Vc;
[0033] 2)，將電壓V。與關鍵負載供電電壓參考值Vc_ref作差運算得到誤差信號E 1;
[0034] 3)，將誤差信號Ei經(jīng)過比例積分控制，其輸出值經(jīng)過限幅后得到誤差信號為 ?10。此，并判斷？10。此的正負；
[0035] 4)，當關鍵負載兩端電壓大于參考值時，PIDcmt為正，控制隔離型全橋雙向DC/DC變 換器對直流母線輸出負功率，同時控制雙向升降壓DC/DC變換器輸出正功率，并控制Η橋輸 出負電壓；
[0036]當關鍵負載兩端電壓小于參考值時，PIDcmt為負，控制隔離型全橋雙向DC/DC變換 器對直流母線輸出正功率，同時控制雙向升降壓DC/DC變換器輸出負功率，并控制Η橋輸出 正電壓。
[0037]具體的，結(jié)合如圖1所示的結(jié)構(gòu)，隔離型全橋雙向DC/DC變換器的控制過程如下： [0038] 如圖3所示，若PIDcmt誤差信號為正，全橋雙向DC/DC變換器中M0SFET Qi'、Q4'的控 制信號為頻率20kHz、占空比50 %、相角Θ = 〇°的方波;M0SFET Q2 '、Q3 '的控制信號為頻率 20kHz、占空比50%、相角θ = 90°的方波;M0SFET Qi、Q4的控制信號為頻率20kHz、占空比 50 %、相角Θ = PIDcmt。的方波;M0SFET Q2、Q3的控制信號為頻率20kHz，占空比50 %，相角Θ = (90+PIDcmt)°的方波。此時，在隔離變壓器一二次側(cè)匝數(shù)比相同的情況下，全橋雙向DC/DC變 換器輸入端和輸出端的電壓比為^^。 90°
[0039] 若PIDcmt誤差信號為負，全橋雙向DC/DC變換器中MOSFET Qi、Q4的控制信號為頻率 20kHz、占空比50 %、相角Θ = 0°的方波;MOSFET Q2、Q3的控制信號為頻率20kHz、占空比50%、 相角Θ = 90°的方波;全橋雙向DC/DC變換器中MOSFET Q! '、Q4 '的控制信號為頻率20kHz、占空 比50 %、相角Θ = -PIDcmt。的方波;MOSFET Q2 '、Q3 '的控制信號為頻率20kHz、占空比50 %、相 角0 = (9O-PIDcmt)°的方波。此時，在隔離變壓器一二次側(cè)匝數(shù)比相同的情況下，全橋雙向 DC/DC變換器輸出端和輸入端的電壓比為。 90°
[0040] 結(jié)合如圖3所示的結(jié)構(gòu)，雙向升降壓DC/DC變換器的控制過程如下：
[0041 ] 當雙向升降壓DC/DC變換器輸出正功率，即Boost-Buck電路I完成VbatterJljV m的單 向能量傳遞，此時MOSFE