一種三相并網(wǎng)逆變器的控制方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種三相并網(wǎng)逆變器的輸出電流兩步預(yù)測控制方法，屬于電力技術(shù)領(lǐng) 域。
【背景技術(shù)】
[0002] 對于三相電壓型并網(wǎng)逆變器，常用的控制方式主要有滯環(huán)控制、線性PI控制等。滯 環(huán)控制有很好的動態(tài)響應(yīng)，但需要很高的采樣頻率，會給逆變器帶來較大的開關(guān)損耗。傳統(tǒng) 的PI控制方法存在的問題是，模型的互相耦合對系統(tǒng)性能不利，同時比例積分控制器的參 數(shù)設(shè)計與選擇比較繁瑣。
[0003] 近年來，隨著數(shù)字信號處理器運算速度的提高，出現(xiàn)了一些新型的智能控制方法， 如模糊控制、自適應(yīng)控制，滑模變結(jié)構(gòu)控制、模型預(yù)測控制等。其中，模型預(yù)測控制是一種新 型的預(yù)測控制策略，該策略需要建立一個能預(yù)測將來行為的系統(tǒng)模型，為預(yù)測將來行為，通 常構(gòu)造一個價值函數(shù)，選擇使這個價值函數(shù)達到最小值的最佳開關(guān)函數(shù)組合，就可以使預(yù) 測值接近目標(biāo)值。運用于逆變器控制方面的模型預(yù)測控制通常含有限個狀態(tài)變量，所有變 量的狀態(tài)可以在線評估。這類方法具有建模直觀、易于理解、控制直接、易于處理系統(tǒng)約束 且無需使用PWM脈寬調(diào)制及相關(guān)參數(shù)調(diào)節(jié)等優(yōu)點，已成為當(dāng)前逆變器預(yù)測控制領(lǐng)域的主要 研究方向。
[0004]目前應(yīng)用于逆變器控制中的模型預(yù)測控制策略已經(jīng)很多，但現(xiàn)有的控制策略一般 都是基于模型預(yù)測控制算法的基本原理實施一步預(yù)測，其算法具有保守性，且僅能確保所 選擇的開關(guān)函數(shù)組合在一個控制周期內(nèi)是最優(yōu)的，嚴(yán)重影響了控制性能。
[0005] 有的文獻提出在一個控制周期內(nèi)同時考慮最優(yōu)開關(guān)函數(shù)組合及次優(yōu)開關(guān)函數(shù)組 合，并確保在多個控制周期內(nèi)所選開關(guān)函數(shù)組合最優(yōu)的多步預(yù)測FCS-MPC算法（finite control set model predictive control with multi-step prediction，F(xiàn)CS_MPCMSP)〇 但其算法運算量大，實用性不強，且只對輸出電壓進行了預(yù)測研究。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006] 本發(fā)明的目的在于針對現(xiàn)有技術(shù)之弊端，提供一種三相并網(wǎng)逆變器的控制方法， 在保證控制性能的同時，能夠減小算法的運算量，節(jié)約大量控制預(yù)判時間。
[0007] 本發(fā)明所述問題是以下述技術(shù)方案解決的：
[0008] 一種三相并網(wǎng)逆變器的控制方法，所述方法首先在αβ坐標(biāo)系下建立三相并網(wǎng)逆變 器的輸出電流預(yù)測模型，然后利用建立的預(yù)測模型，采用兩步預(yù)測算法求得控制三相并網(wǎng) 逆變器的最優(yōu)開關(guān)函數(shù)組合，最后利用三相并網(wǎng)逆變器的最優(yōu)開關(guān)函數(shù)組合對逆變器的各 個開關(guān)器件進行控制，所述方法包括以下步驟：
[0009] a.建立三相并網(wǎng)逆變器的輸出電流預(yù)測模型：
[0010]
[0011] 其中，L為連接在并網(wǎng)逆變器與電網(wǎng)之間的濾波電感，R為與濾波電感L串接的電 阻，ia(k)和ifs(k)為tk時刻αβ坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆變器輸出電流分量，i a(k+l)和ifs(k+l)為tk+i 時刻αβ坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆變器輸出電流分量，Ua (k)和ue (k)為tk時刻αβ坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆 變器輸出電壓分量，ea(k)和ep(k)為tk時刻αβ坐標(biāo)系下的電網(wǎng)電壓分量，Ts為米樣周期；
[0012] b.在時刻利用預(yù)測模型計算并網(wǎng)逆變器輸出電流在tk時刻的預(yù)測值ia(k)和ie (k)：
[001；
[0014] 式中，ia(k-l)和ifs(k-l)為tk-1時刻αβ坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆變器輸出電流分量，u a(k-1)和up(k-l)為tk-1時刻αβ坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆變器輸出電壓分量，ea(k_l)和ep(k-l)為tk-1時 刻αβ坐標(biāo)系下的電網(wǎng)電壓分量。
[0015] c.利用預(yù)測模型計算出在逆變器所有有效開關(guān)函數(shù)組合分別作用下的并網(wǎng)逆變 器輸出電流在tk+1時刻的預(yù)測值i ai(k+l)和iei(k+l)，i = l，…，η，η為逆變器有效開關(guān)函數(shù) 組合的個數(shù)；
[0016] d.在η組iai(k+l)和iei(k+l)的基礎(chǔ)上，利用預(yù)測模型計算出在逆變器所有有效開 關(guān)函數(shù)組合分別作用下的并網(wǎng)逆變器輸出電流在t k+2時刻的預(yù)測值iaij(k+2)和im(k+2)，j = 1，···，η;
[0017] e.對并網(wǎng)逆變器輸出電流在tk+2時刻的每組預(yù)測值iaij(k+2)和??^(1?+2)，計算其 選擇性能指標(biāo)優(yōu)化的函數(shù)值：
[0018]
[0019] 式中，ζ(Α + .2)和4(? + 2)為tk+2時刻的參考電流分量；
[0020] f.從上述計算結(jié)果中找出最小的選擇性能指標(biāo)優(yōu)化的函數(shù)值，則該函數(shù)值所對應(yīng) 的tk+1時刻所實施的開關(guān)函數(shù)組合S(t k)即為控制三相并網(wǎng)逆變器的最優(yōu)開關(guān)函數(shù)組合；
[0021] g.利用tk+1時刻三相并網(wǎng)逆變器的最優(yōu)開關(guān)函數(shù)組合對逆變器進行控制。
[0022] 上述三相并網(wǎng)逆變器的控制方法，為了減少計算量，在預(yù)測了 tk+1時刻并網(wǎng)逆變器 輸出電流的預(yù)測值iai (k+Ι)和ifii (k+1)，i = 1，…，η之后，對并網(wǎng)逆變器輸出電流在tk+1時刻 的每組預(yù)測值iai(k+l)和i ei(k+l)，計算其選擇性能指標(biāo)優(yōu)化函數(shù)值：
[0023]
[0024] 式中，以* + 1)和40 + 1)為tk+1時刻的參考電流分量，在預(yù)測tk+2時刻并網(wǎng)逆變器的 輸出電流時，僅在f gu最小和次小的兩組電流預(yù)測值的基礎(chǔ)上進行計算。
[0025] 上述三相并網(wǎng)逆變器的控制方法，tk+2時刻的參考電流分量ζ (? + 2)和+ 2)由二 階線性插值預(yù)測得到：
[0026]
[0027] 式中，ξ:⑷和心⑷為tk時刻的參考電流分量，和為tk-1時刻的參 考電流分量。
[0028] 本發(fā)明在建立三相并網(wǎng)逆變器輸出電流預(yù)測模型的基礎(chǔ)上，采用兩步預(yù)測控制算 法對并網(wǎng)逆變器進行控制，同現(xiàn)有的逆變器控制方法相比，本方法不僅運算量小，而且具有 理想的控制性能。
【附圖說明】
[0029] 下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步說明。
[0030] 圖1是三相并網(wǎng)逆變器電路圖；
[0031] 圖2是模型兩步預(yù)測控制原理，其中(a)為完全兩步預(yù)測，（b)為部分兩步預(yù)測；
[0032] 圖3是一步預(yù)測A相電壓與A相電流波形;優(yōu)化性能的函數(shù)f g最小值曲線f gmin ;
[0033] 圖4是完全兩步預(yù)測A相電壓與A相電流波形，優(yōu)化性能的函數(shù)fg最小值曲線fgmin;
[0034] 圖5是部分兩步預(yù)測A相電壓與A相電流波形，優(yōu)化性能的函數(shù)fg最小值曲線fgmin;
[0035] 圖6是參考電流突變下的一步預(yù)測仿真波形，THD為2.09% ;
[0036]圖7是參考電流突變下的完全兩步預(yù)測仿真波形，THD為2.06% ;
[0037]圖8是參考電流突變下的部分兩步預(yù)測仿真波形，THD為2.01%;
[0038] 圖9是兩種坐標(biāo)系不意圖。
[0039]圖中和文中各符號為:L為連接在并網(wǎng)逆變器與電網(wǎng)之間的濾波電感，R為與濾波 電感L串接的電阻，ia(k-l)和ifi(k-l)為時刻αβ坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆變器輸出電流分量，ia (k)和ifi(k)為tk時刻αβ坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆變器輸出電流分量，ia(k+l)和if!(k+l)為tk+1時刻 αβ坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆變器輸出電流分量，Ua (k-1)和Uf! (k-1)為tk-1時刻αβ坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆 變器輸出電壓分量，Ua(k)和up(k)為tk時刻αβ坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆變器輸出電壓分量，ea(k-1)和ep(k_l)為tk-i時刻αβ坐標(biāo)系下的電網(wǎng)電壓分量，ea(k)和ep(k)為tk時刻αβ坐標(biāo)系下的 電網(wǎng)電壓分量，Ts為采樣周期，i ai(k+l)和iei(k+l)為在第i種有效開關(guān)函數(shù)組合作用下并 網(wǎng)逆變器輸出電流在tk+時刻的預(yù)測值，iaij(k+2)和為在iai(k+l)和ieKk+l)的基 礎(chǔ)上利用預(yù)測模型計算出的在第j種有效開關(guān)函數(shù)組合作用下的并網(wǎng)逆變器輸出電流在 tk+2時刻的預(yù)測值，fgil為iai(k+l)和if!i(k+l)的選擇性能指標(biāo)優(yōu)化函數(shù)值，fgij2為iaij(k+2) 和ifiij (k+2)的選擇性能指標(biāo)優(yōu)化函數(shù)值，C(/f + 2)和_$(&+2)為tk+2時刻的參考電流分量， C(/f + l)和/^ + 1)為tk+1時刻的參考電流分量，"岣和/丨⑷為tk時刻的參考電流分量， /；： ( A： -和冬- 1)為tk-!時刻的參考電流分量，ia、ib、iC為并網(wǎng)逆變器輸出電流;UaN、UbN、U CN 為并網(wǎng)逆變器輸出電壓;UnN為電網(wǎng)電壓的中性點與直流母線的負(fù)極之間的電壓;ea、eb、 ec^ 別為三相電網(wǎng)電壓。
【具體實施方式】
[0040] 1、三相并網(wǎng)逆變器預(yù)測模型
[0041] 三相電壓型并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，并網(wǎng)逆變器通過濾波電感L、電阻R 和電網(wǎng)相連。
[0042] 系統(tǒng)的模型是用來預(yù)測系統(tǒng)未來時刻的狀態(tài)變量，根據(jù)基爾霍夫電壓定律，逆變 器輸出電流動態(tài)方程為：
[0043] (1)
[0044] 式中，ia、ib、ic為并網(wǎng)逆變器輸出電流;u aN、ubN、ucN為并網(wǎng)逆變器輸出電壓;unN為電 網(wǎng)電壓的中性點與直流母線的負(fù)極之間的電壓;ea、eb、ec分別為三相電網(wǎng)電壓。假定三相電 網(wǎng)電壓平衡（e a+eb+ec = 0)，三相并網(wǎng)逆變器輸出電流在靜止αβ坐標(biāo)系下的電流動態(tài)方程 為：
[0045]

[0046]對式(2)進行離散化，可得
[0047] 0)
[0048]式中，Ts為采樣周期。[0049] 由式(3)可得
[0050] )
[0051] 式(4)構(gòu)成了逆變器的電流預(yù)測模型，Ua(k)和ue(k)通過由開關(guān)矢量與直流電壓乘 積得到的三相輸出電壓UaN、UbN、UcN經(jīng)Clarke公式求得。e a(k)和ef!(k)為tk時刻αβ坐標(biāo)系下的 電網(wǎng)電壓分量，采用前一采樣時刻的歷史數(shù)據(jù)在線估算得到，這樣可以更加精確地估計電 網(wǎng)電壓