本發(fā)明涉及一種校準電路,尤其涉及一種基于兩點調(diào)制器的振蕩器非線性校準電路。
背景技術(shù):
:隨著手機系統(tǒng)的快速發(fā)展和復(fù)雜度的加深,越來越多的人開始利用手機在線欣賞音樂和視頻、下載并運行需要后臺連網(wǎng)的大型應(yīng)用程序,人們對高速、可靠的移動網(wǎng)絡(luò)的需求與日俱增。雖然3g(3rd-generation,第三代移動通信技術(shù))數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)最近已在無線通信領(lǐng)域中取得了重大突破,但仍不能滿足終端用戶群對信息流的巨大需求。如果說3g將手機互聯(lián)網(wǎng)從構(gòu)想變成了現(xiàn)實,那么4g(4th-generation,第四代移動通信技術(shù))就將使手機網(wǎng)絡(luò)變得更加快速。在不久的將來,lte(longtermevolution,長期演化)及與其配套的wimax(worldwideinteroperabilityformicrowaveaccess,全球微波互聯(lián)接入)將成為取代現(xiàn)存3g網(wǎng)絡(luò),成為占據(jù)手機互聯(lián)網(wǎng)市場的新技術(shù)。多種標準的共存也導(dǎo)致了發(fā)射機前端設(shè)計的一些障礙,像在模式帶寬、動態(tài)范圍、功耗控制的準確度、變量的均峰值比(peak-to-averageratio,par)等方面,都需要一個在整個功耗范圍上高度線性的調(diào)制器。極坐標調(diào)制是一個在增加功率放大器平均效率方面很有前途的發(fā)射機結(jié)構(gòu),同時也保證了調(diào)制的線性化。圖1展示了一個極坐標發(fā)射機的模塊化框圖。開環(huán)的極坐標發(fā)射器通過控制功率放大器的偏置電流或電源電壓,直接對功率放大器的信號振幅進行調(diào)制。通過特別的功率放大器設(shè)計以及在幅度相位調(diào)制支路上采用預(yù)失真處理,對am-am(amplitudemodulation-amplitudemodulation,幅度調(diào)制-幅度調(diào)制)和am-pm(amplitudemodulation-phasemodulation,幅度調(diào)制-相位調(diào)制)的非線性進行了必要的補償,從而使非線性功率放大器能夠達到很高的功率放大效率。然而,極坐標發(fā)射器需要采用相位調(diào)制,其帶寬需求比信道帶寬高出一個量級。對于相位開關(guān)的方法,高效的寬帶相位調(diào)制器是基于直接調(diào)頻(frequencymodulation,fm)的pll(phaselockedloop,鎖相環(huán))和兩點信號注入電路實現(xiàn)的。然而滿足噪聲/帶寬需求的4g無線標準需要很好的頻率分辨率、嚴格的vco(voltagecontrolledoscillator)線性度和pll兩點注入信號之間的精確同步。圖2是一個δσ分頻合成器,常用于實現(xiàn)相位合成。圖2所示結(jié)構(gòu)的δσ調(diào)制器處注入調(diào)制信號,即為單點調(diào)制器,其調(diào)制帶寬及數(shù)據(jù)傳輸率受限于pll自身的帶寬。對基于pll的調(diào)制器,其數(shù)據(jù)傳輸率取決于pll自身的帶寬。又由于pll的帶寬受限于穩(wěn)定性和噪聲等問題,要在lte標準下實現(xiàn)高數(shù)據(jù)率的調(diào)制模式成為現(xiàn)代發(fā)射機ic(integratedcircuit,集成電路)設(shè)計中一項巨大挑戰(zhàn)。更寬的調(diào)制帶寬可以通過寬帶技術(shù)來實現(xiàn),例如相位噪聲消除技術(shù)、多相位分數(shù)型鎖相環(huán)或具備理想環(huán)路濾波器的i型分數(shù)鎖相環(huán)。在帶寬受限的分數(shù)鎖相環(huán)中,可以通過數(shù)字預(yù)補償濾波器或兩點調(diào)制獲得寬帶相位調(diào)制。兩點調(diào)制,即調(diào)制信號增加一條高頻支路,利用額外的前饋支路來擴展pll調(diào)制器的帶寬;而另一種方法則對發(fā)射機數(shù)據(jù)進行預(yù)補償處理。兩種實現(xiàn)方式都需要對模擬pll的動態(tài)特性有準確的了解,包括其對工藝、電壓和溫度(process,voltage,temperature,pvt)變化的敏感度的分析。上述的寬帶技術(shù)也可以應(yīng)用于全數(shù)字鎖相環(huán)(alldigitalphaselockedloop,adpll)。adpll對于pvt變化的敏感度較低,并且可以進行數(shù)字校準。特別是兩點調(diào)制,其應(yīng)用于adpll能夠?qū)崿F(xiàn)精確的頻率合成和寬帶相位調(diào)制。擁有寬帶寬的wcdma(widebandcodedivisionmultipleaccess,寬帶碼分多址)相位調(diào)制技術(shù)也已見諸文獻;然而,在更寬調(diào)制標準(例如wlan(wirelesslocalareanetwork,無線局域網(wǎng)),wimax和lte)下,還未能實現(xiàn)可用的相位調(diào)制器。最近,開環(huán)相位選擇技術(shù)——即在一組頻率相位差固定的周期信號中動態(tài)地選擇信號,例如正交信號或環(huán)形振蕩器的輸出信號——能夠用于更寬帶寬的相位調(diào)制的實現(xiàn)。然而相位選擇分辨率的限制導(dǎo)致相位量化噪聲(phasequantizationnoise,pqn)過大,以致很多無線通訊標準都無法接受。因此,從現(xiàn)有文獻可以得知,受限的pll帶寬和量化噪聲的影響最終限制了相位調(diào)制技術(shù)的最大數(shù)據(jù)傳輸率。如圖3所示為兩點調(diào)制器100的結(jié)構(gòu)圖,其基本結(jié)構(gòu)為一個鎖相環(huán)。調(diào)制信號分成兩路注入鎖相環(huán)中,使其成為一個相位/頻率調(diào)制器。如圖所示,調(diào)制信號經(jīng)過微分之后,產(chǎn)生兩條調(diào)制通路:高通支路20和低通支路10。高通支路20實現(xiàn)高通調(diào)制。低通支路10實現(xiàn)低通調(diào)制。兩個調(diào)制支路如果完美匹配,則鎖相環(huán)保持鎖定。圖3中,振蕩器30為模擬模塊,受pvt影響以及布局布線的寄生的不均衡性,注入振蕩器30的高通調(diào)制信號所帶來的頻率偏移與調(diào)制信號呈現(xiàn)不理想的非線性,即為振蕩器30的非線性問題。針對兩點調(diào)制器中存在的問題,目前較為完整的校準結(jié)構(gòu)是2012年發(fā)表于jssc(journalofsolid-statecircuits,固態(tài)電路雜志)的一種基于最小二乘法的結(jié)構(gòu),如圖4所示。非線性校準電路,如圖4虛線框圖內(nèi)結(jié)構(gòu),采用級聯(lián)的δσ調(diào)制器,利用最小二乘法的算法,實現(xiàn)振蕩器中電容陣列的非線性校準。級聯(lián)的δσ調(diào)制器以及最小二乘法算法,在電路實現(xiàn)上非常復(fù)雜,校準過程也比較長。技術(shù)實現(xiàn)要素:有鑒于此,有必要提供一種結(jié)構(gòu)簡單的振蕩器非線性校準電路,以解決上述問題。本發(fā)明提供了一種振蕩器非線性校準電路,用于對一兩點調(diào)制器的振蕩器進行非線性校準,該振蕩器具有多個電容,所述校準電路包括:非均衡量化器,用于對輸入所述振蕩器的調(diào)制信號進行預(yù)補償,并輸出量化誤差信號;以及線性數(shù)據(jù)處理單元。該線性數(shù)據(jù)處理單元包括:多個多路選擇器,每一個多路選擇器對包含所述量化誤差信號的多個輸入信號進行多路選擇;以及多個并行的有限脈沖響應(yīng)濾波器,所述多個電容分為多組,每組包括多個電容,每一個所述有限脈沖響應(yīng)濾波器根據(jù)所述多路選擇器的選擇結(jié)果對一組所述電容進行調(diào)制。本發(fā)明還提供了一種多比特有限脈沖響應(yīng)濾波器,應(yīng)用于一振蕩器非線性校準電路中,該校準電路用于對一兩點調(diào)制器的振蕩器進行非線性校準,該兩點調(diào)制器具有一振蕩器,該振蕩器具有多個電容,所述多個電容分為多組,每組包括多個所述電容,所述多比特有限脈沖響應(yīng)濾波器包括多個有限脈沖響應(yīng)濾波器,每一個有限脈沖響應(yīng)濾波器對一組所述電容進行調(diào)制。本發(fā)明還提供了一種兩點調(diào)制器,具有一振蕩器,該振蕩器具有多個電容,所述兩點調(diào)制器具有振蕩器非線性校準電路,該校準電路包括:非均衡量化器,用于對輸入所述振蕩器的調(diào)制信號進行預(yù)補償,并輸出量化誤差信號;以及線性數(shù)據(jù)處理單元。該線性數(shù)據(jù)處理單元包括:多個多路選擇器,每一個多路選擇器對包含所述量化誤差信號的多個輸入信號進行多路選擇;以及多個并行的有限脈沖響應(yīng)濾波器,所述多個電容分為多組,每組包括多個所述電容,每一個所述有限脈沖響應(yīng)濾波器根據(jù)所述多路選擇器的選擇結(jié)果對一組所述電容進行調(diào)制。本發(fā)明之基于兩點調(diào)制器的振蕩器非線性校準電路,通過高通支路上的非均衡量化器對調(diào)制信號進行預(yù)補償,消除了振蕩器中電容的非線性,同時通過多個并行的fir濾波器對電容進行分組控制,不但簡化了電路結(jié)構(gòu),而且改善了調(diào)制信號的質(zhì)量。附圖說明圖1為現(xiàn)有技術(shù)中極坐標發(fā)射器的模塊化框圖。圖2為現(xiàn)有技術(shù)中分數(shù)型頻率合成器的模塊化框圖。圖3為現(xiàn)有技術(shù)中兩點調(diào)制器的結(jié)構(gòu)圖。圖4為現(xiàn)有技術(shù)中基于級聯(lián)δσ調(diào)制器和最小二乘法的校準結(jié)構(gòu)的模塊化框圖。圖5為本發(fā)明一實施方式中兩點調(diào)制器結(jié)構(gòu)的模塊化框圖。圖6為圖4中非線性校準電路的模塊化框圖。圖7為圖5中多比特fir濾波器結(jié)構(gòu)的模塊化框圖。圖8為圖5中fir濾波器與具有六十四個d觸發(fā)器的fir濾波器的阻帶頻率對比圖。圖9為圖5中非均衡量化器的工作示意圖。圖10為具有圖5中非線性校準電路的兩點調(diào)制器結(jié)構(gòu)框圖。圖11為單比特fir濾波器及圖6中多比特fir濾波器的仿真結(jié)果。圖12為單比特fir濾波器及圖6中多比特fir濾波器的evm曲線圖。主要元件符號說明兩點調(diào)制器100、200低通支路10高通支路20非線性校準電路21非均衡量化器22線性數(shù)據(jù)處理單元23多路選擇器231fir濾波器232d觸發(fā)器233電容234振蕩器30微分模塊40δσ調(diào)制器50、51分頻器60相位頻率鑒別器70電荷泵80環(huán)路濾波器90如下具體實施方式將結(jié)合上述附圖進一步說明本發(fā)明。具體實施方式下面將結(jié)合附圖,對本發(fā)明作進一步的詳細說明。請參閱圖5,本發(fā)明提供了一種兩點調(diào)制器200。該兩點調(diào)制器200包括低通支路10、高通支路20和振蕩器30,所述振蕩器30可以為壓控振蕩器(voltagecontrolledoscillator,vco)或數(shù)控振蕩器(digitalcontrolledoscillator,dco)。調(diào)制信號mod中的低頻部分經(jīng)低通支路10流向振蕩器30,高頻部分經(jīng)高通支路20流向振蕩器30。該低通支路10包括分頻器60,相位頻率鑒別器(phasefrequencydetector,pfd)70,電荷泵(chargepump,cp)80和環(huán)路濾波器(loopfilter,lpf)90。調(diào)制信號mod中的低頻部分的傳輸路徑為微分模塊40—δσ調(diào)制器50—分頻器60—相位頻率鑒別器70—電荷泵80—環(huán)路濾波器90—振蕩器30。高通支路20包括非線性校準電路21,調(diào)制信號mod的高頻部分的傳輸路徑為微分模塊40—非線性校準電路21—振蕩器30。請參閱圖6,非線性校準電路21包括非均衡量化器22和線性數(shù)據(jù)處理單元23。由于振蕩器30中的電容234存在非線性問題,調(diào)制信號mod首先經(jīng)非均衡量化器22進行預(yù)補償處理,處理后獲得的信號與振蕩器30中的電容234的非線性程度相反,該信號經(jīng)由線性數(shù)據(jù)處理單元23處理后控制振蕩器30中的電容234,以消除電容234的非線性,使輸出信號fout與調(diào)制信號mod保持線性關(guān)系。線性數(shù)據(jù)處理單元23包括多個多路選擇器231、多個fir(finiteimpuseresponse,有限脈沖響應(yīng))濾波器232。在本實施方式中,該多路選擇器231的數(shù)量為八個,fir濾波器232的數(shù)量相應(yīng)的也為八個。由于振蕩器30中的電容234的數(shù)量為六十四個,因此將該六十四個電容234分為八組,每一組包括八個電容234,每一個fir濾波器232由八個級聯(lián)的d觸發(fā)器233實現(xiàn),如圖6所示。在本實施方式中,該多個電容234以溫度碼電容陣列的方式排布,即各個比特位上的電容的容值均相同。在其他實施方式中,該多個電容234還可以采用二進制電容陣列的方式排布,即高位電容的容值與低位電容的容值的比值等于二進制編碼中高位與低位的比值。每一個d觸發(fā)器233與一個電容234連接并控制該電容234的開或關(guān),因此八個fir濾波器232控制八組電容234。在其他實施方式中,電容234、fir濾波器232以及每個fir濾波器232中d觸發(fā)器233的數(shù)量均可以根據(jù)實際需要進行調(diào)整。請一并參閱圖7和圖8,每個fir濾波器232包含八個d觸發(fā)器233,fir濾波器232的阻帶頻率為其工作頻率除以八。在單比特結(jié)構(gòu)中,一個包含六十四個d觸發(fā)器233的單比特fir濾波器(圖未示)控制所有電容234,單比特fir濾波器的阻帶頻率為其工作頻率除以六十四。圖中clk時鐘信號為振蕩器30輸出的信號經(jīng)由四分頻或者八分頻獲得的時鐘信號。圖8中曲線a為本發(fā)明中fir濾波器232的阻帶頻率曲線,曲線b為具有六十四個d觸發(fā)器233的單比特fir濾波器的阻帶頻率曲線。從圖8中的頻譜圖中可以看出,由于本發(fā)明中的fir濾波器232的階數(shù)低,因此能夠獲得較高的阻帶頻率,意味著其3db帶寬也比較大。在高數(shù)據(jù)率調(diào)制中,較高的帶寬保證了調(diào)制信號mod中的高頻分量的無衰減傳輸,因此可以提高調(diào)制信號mod質(zhì)量。八個并行的fir濾波器232對調(diào)制信號mod進行時間交錯處理,降低了開關(guān)噪聲的耦合。同時,把電容234分為八組進行控制,每個fir濾波器所控制的一組電容234為整個溫度碼電容陣列的八分之一,即,受控于δσ調(diào)制器單比特輸出的電容容值51單比特輸出的電容容值降低為整個用于調(diào)制的電容陣列的八分之一,從而大大降低了量化噪聲。請一并參閱圖9和圖10,非均衡量化器22用于對調(diào)制信號mod進行非線性處理,該非均衡量化器22的非線性量化步長與八組電容234產(chǎn)生的頻率偏移成比例關(guān)系。非均衡量化器22的輸出包括量化結(jié)果信號和量化誤差信號,該量化結(jié)果信號控制多路選擇器231的狀態(tài),量化誤差信號經(jīng)過δσ調(diào)制器51處理后分為八路分別輸入每個多路選擇器231,多路選擇器231根據(jù)量化結(jié)果信號對包括量化誤差信號在內(nèi)的八個輸入信號進行多路選擇,并輸出相應(yīng)的選擇結(jié)果。多路選擇器231的輸出包括三種情況:恒高電平、恒低電平以及δσ調(diào)制器51的單比特輸出,因此八個fir濾波器232也處于3種狀態(tài)。當多路選擇器231的輸出為恒高電平或恒低電平,即fir濾波器232的輸入為恒高電平或恒低電平時,該fir濾波器232控制大部分的電容234的狀態(tài),輸出粗略的、經(jīng)過量化的頻率偏移。當多路選擇器231的輸出為δσ調(diào)制器51的單比特輸出,即fir濾波器232的輸入為δσ調(diào)制器51的單比特輸出時,該fir濾波器232控制的八個電容234處于不斷跳變的狀態(tài),而且這八個電容234的控制信號是時間交錯式的,其開啟及關(guān)斷的時長由δσ調(diào)制器51的單比特輸出決定,δσ調(diào)制器51輸出序列的平均值與量化誤差呈線性關(guān)系,因此可以利用這八個電容234的不停跳變獲取較為精細的頻率偏移。由于調(diào)制信號mod的幅度是不停變化的,在不同時刻,這八組電容234所處的狀態(tài)也不一樣。當調(diào)制信號mod幅度較低時,八組電容234可能只有一兩組處于全開狀態(tài),一組受控于δσ調(diào)制器51的單比特輸出,其他組電容234均為關(guān)閉狀態(tài),以此獲取較小的頻率偏移。當調(diào)制信號mod幅度較高時,八組電容234可能只有一兩組處于全關(guān)狀態(tài),一組受控于δσ調(diào)制器51的單比特輸出,其他組電容234均為開啟狀態(tài),以此獲取較大的頻率偏移。利用較高的采樣率,在調(diào)制信號mod變化的過程中,受控于δσ調(diào)制器51的單比特輸出的八個電容234的狀態(tài)切換能夠平滑過渡,因此能夠較少地引入量化噪聲。請參閱圖11,左圖是單比特fir濾波器結(jié)構(gòu)的數(shù)字解調(diào)頻譜及evm(errorvectormagnitude,誤差向量幅度),右圖是本發(fā)明中多比特fir濾波器232結(jié)構(gòu)的數(shù)字解調(diào)頻譜及evm。采用gfsk(gaussfrequencyshiftkeying,高斯頻移鍵控)的調(diào)制方式,數(shù)據(jù)率設(shè)定為10mb/s,其他設(shè)置均保持相同。從頻譜圖上看,高頻量化噪聲明顯得到了改善,這是由于電容234被劃分為多個組進行控制,每組電容234的電容值降低帶來了較低的量化噪聲。從數(shù)字解調(diào)的evm上看,單比特fir濾波器結(jié)構(gòu)的evm是4.56%,而多比特fir濾波器232結(jié)構(gòu)的evm是1.39%。這說明,調(diào)制信號mod的質(zhì)量得到了明顯的提高。這是由于fir濾波器232的階數(shù)較低、帶寬較大,對調(diào)制信號mod的高頻成分沒有明顯的抑制作用。仿真結(jié)果表明,多比特fir濾波器232的結(jié)構(gòu)能夠提供更好的調(diào)制質(zhì)量。請參閱圖12,曲線c為單比特fir濾波器結(jié)構(gòu)的數(shù)字解調(diào)evm曲線圖,曲線d為多比特fir濾波器232結(jié)構(gòu)的數(shù)字解調(diào)evm曲線圖,橫坐標為δσ調(diào)制器51的時鐘頻率。fir濾波器232的帶寬與δσ調(diào)制器51的時鐘頻率成正比關(guān)系,與fir濾波器232的階數(shù)成反比關(guān)系。時鐘頻率越高,fir濾波器232的帶寬越大,對調(diào)制信號mod的高頻成分的抑制作用也會越弱,因此兩條曲線均隨著時鐘頻率的升高而降低,表明提高時鐘頻率可以改善調(diào)制信號mod的質(zhì)量。但是由于單比特結(jié)構(gòu)中fir濾波器的階數(shù)比較高,其帶寬較低,因此單比特結(jié)構(gòu)的輸出調(diào)制信號mod的質(zhì)量不如多比特結(jié)構(gòu)。在數(shù)字電路中,時鐘頻率的提高,意味著功耗的增加,而且在當前所使用的工藝中,頻率越高,電路越不易控制,因此實際設(shè)計電路的時候,應(yīng)該盡可能降低時鐘頻率。在較低的時鐘頻率下,多比特結(jié)構(gòu)相比單比特結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢就非常明顯了。本發(fā)明之基于兩點調(diào)制器的振蕩器非線性校準電路,通過高通支路上的非均衡量化器對調(diào)制信號進行預(yù)補償,消除了振蕩器中電容的非線性,同時通過多個并行的fir濾波器對電容進行分組控制,不但簡化了電路結(jié)構(gòu),而且改善了調(diào)制信號的質(zhì)量。本
技術(shù)領(lǐng)域:
的普通技術(shù)人員應(yīng)當認識到,以上的實施方式僅是用來說明本發(fā)明,而并非用作為對本發(fā)明的限定,只要在本發(fā)明的實質(zhì)精神范圍之內(nèi),對以上實施方式所作的適當改變和變化都落在本發(fā)明要求保護的范圍之內(nèi)。當前第1頁12