本發(fā)明涉及用于等離子體處理系統(tǒng)等中的高頻電源。

背景技術(shù)：

等離子體處理系統(tǒng)例如是，將氟系的氣體和半導(dǎo)體晶片、液晶基板等被加工物封入到等離子體處理裝置的腔室內(nèi)，從高頻電源對(duì)該腔室內(nèi)的一對(duì)電極供給高頻電力而使其放電，通過(guò)該放電使氣體的等離子體產(chǎn)生，從而在被加工物進(jìn)行薄膜形成處理或蝕刻處理的系統(tǒng)。

現(xiàn)有技術(shù)中，作為等離子體處理系統(tǒng)用的高頻電源，已知根據(jù)比要輸出的高頻電力的輸出頻率低頻率的脈沖調(diào)制控制信號(hào)，對(duì)高頻電源的輸出進(jìn)行脈沖調(diào)制來(lái)進(jìn)行輸出的高頻電源。該高頻電源例如輸出脈沖狀的高頻電力，即僅在脈沖調(diào)制控制信號(hào)的高電平的期間輸出高頻電力，在低電平的期間不輸出高頻電力(例如，參照專(zhuān)利文獻(xiàn)1)。

另外，不僅在輸出高頻電力的狀態(tài)與不輸出的狀態(tài)進(jìn)行切換的開(kāi)關(guān)控制，而且將高頻電力的振幅在第一電平與比第一電平低的第二電平進(jìn)行切換的2電平控制也是已知的。可以考慮在進(jìn)行2電平控制的情況下，以2個(gè)電平切換供給到放大器的電壓，由此以2個(gè)電平切換從放大器輸出的電力(功率)，形成脈沖狀的輸出。

現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)

專(zhuān)利文獻(xiàn)

專(zhuān)利文獻(xiàn)1：日本特開(kāi)2013-135159號(hào)公報(bào)

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

發(fā)明要解決的課題

但是，高速地進(jìn)行供給到放大器的電壓的切換是很困難的。因此，輸出使第一電平和第二電平的切換的頻率(以下，成為脈沖頻率)提高了的脈沖狀的高頻電力較為困難。另外，由于高速地變更供給到放大器的電壓較為困難，所以以期望的波形輸出高頻電力也很困難。

本發(fā)明是鑒于上述課題而完成的發(fā)明，其目的在于提供一種高頻電源，其能夠?qū)⒏哳l電力以高速地變化的期望的波形輸出。

用于解決課題的方法

本發(fā)明的高頻電源的特征在于，包括：高頻生成單元，其生成彼此的相位差能夠變更的多個(gè)高頻；高頻合成單元，其以基于上述相位差的規(guī)定比例合成從上述高頻生成單元輸出的多個(gè)高頻，并將其輸出到負(fù)載；和輸出控制單元，其對(duì)于上述高頻生成單元通過(guò)使上述相位差變化，來(lái)控制從上述高頻合成單元輸出的高頻電力，其中上述輸出控制單元使上述相位差變化以使從上述高頻合成單元輸出的高頻電力成為所期望的波形。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述輸出控制單元使上述相位差在第一規(guī)定值和第二規(guī)定值之間切換。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述相位差為上述第一規(guī)定值的情況的上述規(guī)定比例，比上述相位差為上述第二規(guī)定值的情況的上述規(guī)定比例大。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述第一規(guī)定值為0[deg]以上且小于90[deg]，上述第二規(guī)定值為90[deg]以上且180[deg]以下。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述第一規(guī)定值為0[deg]。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述第二規(guī)定值為180[deg]。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述輸出控制單元通過(guò)使上述第一規(guī)定值或上述第二規(guī)定值變化，來(lái)進(jìn)行上述高頻電力的反饋控制。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述高頻生成單元生成第一高頻和第二高頻，上述輸出控制單元使上述第二高頻相對(duì)于上述第一高頻的相位差在上述第一規(guī)定值和上述第二規(guī)定值之間切換。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述輸出控制單元使上述相位差在第一規(guī)定值、第二規(guī)定值和第三規(guī)定值之間切換。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述輸出控制單元使上述相位差按照一次函數(shù)進(jìn)行變化。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述輸出控制單元使上述相位差按照下式進(jìn)行變化，

其中，θ為上述相位差，x(t)為表示所期望的波形的函數(shù)。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述輸出控制單元使上述相位差在第一規(guī)定值和規(guī)定的函數(shù)的值之間切換。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述輸出控制單元在開(kāi)始對(duì)上述負(fù)載輸出時(shí)，使上述相位差成為使輸出比當(dāng)上述相位差為上述第一規(guī)定值和上述第二規(guī)定值時(shí)的輸出大的相位差。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述輸出控制單元使上述規(guī)定比例不為零。

在本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式中，上述高頻合成單元由包括傳輸變壓器和電力消耗用的電阻的混合電路構(gòu)成，當(dāng)在上述多個(gè)高頻存在相位差時(shí)，由上述電阻消耗與該相位差相應(yīng)的電力，并輸出其余的電力。

發(fā)明的效果

根據(jù)本發(fā)明，通過(guò)使相位差變化，能夠使由高頻合成單元合成而輸出的高頻電力的波形變化。由于高頻生成單元生成的多個(gè)高頻的彼此的相位差能夠高速地變化，所以能夠使高頻電力作為高速地變化的期望的波形輸出。

附圖說(shuō)明

圖1是表示本發(fā)明的高頻電源的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的框圖。

圖2是表示構(gòu)成dc-dc轉(zhuǎn)換部的dc-dc轉(zhuǎn)換器的電路例的圖。

圖3是表示dc-rf轉(zhuǎn)換部的電路例的圖。

圖4是表示構(gòu)成rf合成部的混合電路的例子的圖。

圖5是表示相位差和由rf合成部中的電力的合成比例的關(guān)系的圖。

圖6是表示rf合成部的電路例的圖。

圖7是表示高頻信號(hào)生成部的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和高頻信號(hào)的生成方法的圖。

圖8是表示從高頻信號(hào)生成部輸出的2個(gè)高頻信號(hào)的圖。

圖9是表示從rf合成部輸出的高頻電壓vpx的波形的圖。

圖10是表示設(shè)置3個(gè)dc-rf轉(zhuǎn)換部和2個(gè)rf合成部的情況下的框結(jié)構(gòu)例的圖。

圖11是表示設(shè)置3個(gè)dc-rf轉(zhuǎn)換部和2個(gè)rf合成部的情況下的另一框結(jié)構(gòu)例的圖。

圖12是表示設(shè)置4個(gè)dc-rf轉(zhuǎn)換部和3個(gè)rf合成部的情況下的框結(jié)構(gòu)例的圖。

圖13是表示設(shè)置4個(gè)dc-rf轉(zhuǎn)換部和3個(gè)rf合成部的情況下的另一框結(jié)構(gòu)例的圖。

圖14是表示由合成3個(gè)以上的輸入電力的電路構(gòu)成rf合成部的情況下的電路例的圖。

圖15是表示具有阻抗匹配裝置的等離子體處理系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的圖。

圖16是表示從rf合成部輸出的高頻電壓vpx的波形的圖。

具體實(shí)施方式

以下，參照附圖具體地說(shuō)明本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施方式。尤其是，以適用于等離子體處理系統(tǒng)的高頻電源為例進(jìn)行說(shuō)明。

圖1是表示本發(fā)明的高頻電源的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的框圖。

圖1所示的高頻電源1輸出脈沖狀的高頻電力，其具有振幅成為第一電平的高電平期間和振幅成為比第一電平低的第二電平的低電平期間。高頻電源1具有2個(gè)功率放大器和合成兩功率放大器的輸出電力的電力合成電路。電力合成電路在從將所輸入的電力全部輸出的狀態(tài)直至全部通過(guò)熱消耗而使輸出為0的狀態(tài)，能夠根據(jù)被輸入的2個(gè)電壓信號(hào)的相位差θ改變合成比例。高頻電源1通過(guò)將輸入到2個(gè)功率放大器的2個(gè)高頻電壓va、vb的相位差θ在2個(gè)值(第一相位差θ1和第二相位差θ2(＞θ1))切換，使來(lái)自電力合成電路的輸出成為脈沖狀的高頻電力。即，通過(guò)在規(guī)定期間中使相位差θ為第一相位差θ1，而使來(lái)自電力合成電路的輸出為第一電平的電力(高電平期間)，接著通過(guò)在規(guī)定期間中使相位差θ為第二相位差θ2，從而使來(lái)自電力合成電路的輸出為第二電平的電力(低電平期間)，通過(guò)這樣反復(fù)進(jìn)行，輸出脈沖狀的高頻電力。

高頻電源1包括：ac-dc轉(zhuǎn)換部2、dc-dc轉(zhuǎn)換部3、dc-rf轉(zhuǎn)換部4、rf合成部5、濾波電路6、電力檢測(cè)部10、pwm信號(hào)生成部7、高頻信號(hào)生成部8和控制部9。包括dc-rf轉(zhuǎn)換部4和rf合成部5的部分，構(gòu)成對(duì)負(fù)載輸出高頻電力的高頻生成部u。dc-rf轉(zhuǎn)換部4包括相同結(jié)構(gòu)的2個(gè)dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b。從第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a輸出的電力pa和從第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b輸出的電力pb，由rf合成部5合成，被輸出到與高頻電源1的輸出端連接的負(fù)載(等離子體處理裝置，省略圖示)。

ac-dc轉(zhuǎn)換部2是生成從工頻電源向dc-dc轉(zhuǎn)換部3的輸入電壓(直流電壓)vcc的電路模塊。ac-dc轉(zhuǎn)換部2，例如，由通過(guò)將4個(gè)半導(dǎo)體整流元件橋接的整流電路對(duì)從工頻電源輸入的工頻電壓進(jìn)行整流，通過(guò)平滑電路將整流后的電平平滑化，生成直流電壓vcc的公知的電源電路構(gòu)成。

dc-dc轉(zhuǎn)換部3將從ac-dc轉(zhuǎn)換部2輸入的直流電壓vcc轉(zhuǎn)換為任意的電壓值的直流電壓vdc，并輸出到dc-rf轉(zhuǎn)換部4的電路模塊。

dc-dc轉(zhuǎn)換部3例如由如圖2所示的、在逆變器中組合了整流電路的公知的dc-dc轉(zhuǎn)換器構(gòu)成。圖2的電路例子是在逆變器301經(jīng)由變壓器t1連接有整流電路302的電路，其中逆變器301由將4個(gè)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qa橋接而成的橋接電路構(gòu)成。整流電路302是將4個(gè)半導(dǎo)體整流元件da橋接，并且在其一對(duì)的輸出端并聯(lián)連接平滑用的電容器c的電路。整流電路302的一對(duì)的輸出端分別與dc-dc轉(zhuǎn)換部3的輸出端a、a’連接。半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qa中，使用雙極型晶體管，場(chǎng)效應(yīng)晶體管、igbt等，半導(dǎo)體整流元件da中使用二極管。

dc-dc轉(zhuǎn)換部3基于從pwm信號(hào)生成部7輸入的pwm信號(hào)spwm，將逆變器301的4個(gè)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qa在導(dǎo)通狀態(tài)與斷開(kāi)狀態(tài)之間切換。對(duì)應(yīng)于pwm信號(hào)spwm的占空比(以下也稱(chēng)為pwm占空比)的直流電壓vdc從dc-dc轉(zhuǎn)換部3被輸出。pwm占空比越大，直流電壓vdc變得越大。

dc-rf轉(zhuǎn)換部4是將從dc-dc轉(zhuǎn)換部3輸入的直流電力轉(zhuǎn)換為預(yù)先設(shè)定的高頻電力的電路模塊。高頻電力的輸出頻率為2.0mhz或13.56mhz等的等離子體處理用中所規(guī)定的頻率。dc-rf轉(zhuǎn)換部4中，設(shè)置有相同結(jié)構(gòu)的2個(gè)dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b。

第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b由圖3所示的半橋型的d級(jí)放大器構(gòu)成。該圖中所示的d級(jí)放大器，在一對(duì)電源端子b、b’之間連接2個(gè)相同類(lèi)型的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb的串聯(lián)電路，在2個(gè)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb的連接點(diǎn)n與輸出端子c之間連接有輸出電路401。輸出電路401是串聯(lián)連接有直流截止(cut)用的電容器、電容器與電抗器的l型電路的濾波電路。變壓器t2構(gòu)成進(jìn)行一對(duì)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb的驅(qū)動(dòng)的驅(qū)動(dòng)電路。變壓器t2中，對(duì)一次繞組輸入高頻電壓v，從一方的二次繞組(圖3中上側(cè)的二次繞組)輸出與高頻電壓v同相的高頻電壓v’，從另一方的二次繞組(圖3中下側(cè)的二次繞組)輸出與高頻電壓v反相的高頻電源-v’。高頻電壓v’被輸入到一方的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb(圖3中的上側(cè)的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb)，高頻電源-v’被輸入到另一方的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb(圖3中的下側(cè)的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb)。被輸入到變壓器t2的一次繞組的高頻電壓v是2.0mhz或13.56mhz等的等離子體處理用中所規(guī)定的輸出頻率f的正弦波電壓。

第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a的電源端子b和電源端子b’分別與第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b的電源端子b和電源端子b’連接，對(duì)電源端子b與電源端子b’之間供給從dc-dc轉(zhuǎn)換部3的輸出端子a、a’輸出的直流電壓vdc。在一對(duì)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb中使用n溝道型的mosfet，但也能夠使用雙極型晶體管等其它種類(lèi)的三極管。另外，也可以將一對(duì)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb構(gòu)成為組合了n溝道型和p溝道型的互補(bǔ)型。在該情況下，變壓器t2的二次繞組可以為一個(gè)，將高頻電壓v’分別輸入到n溝道型的mosfet和p溝道型的mosfet的柵極即可。

輸入到第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b的各變壓器t2的一次繞組的高頻電壓va、vb(角標(biāo)的a、b表示分別對(duì)應(yīng)于第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a和第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b。以下相同)，由高頻信號(hào)生成部8生成。高頻信號(hào)生成部8生成由va＝a·sin(ω·t+φa)、vb＝a·sin(ω·t+φb)表示的高頻電壓va、vb。此外，角頻率為ω＝2πf，以下也存在使用角頻率ω代替輸出頻率f的情況。高頻電壓va的初始相位φa固定位0[deg]，高頻電壓vb的初始相位φb是可變的。高頻信號(hào)生成部8基于從控制部9輸入的相位差θ＝φb-φa的信息，使高頻電壓vb的初始相位φb(＝θ)變化。關(guān)于相位差θ的變化在后文敘述。此外，也可以將初始相位φb固定位0[deg]，是初始相位φa為可變，也可以是初始相位φa、φb都可變。例如，能夠使初始相位φa在從0[deg]至-90[deg]的范圍可變，使初始相位φb在從0[deg]至90[deg]的范圍可變，在相位差θ＝90[deg]的情況下，可以設(shè)定為φa＝-45[deg]、φb＝45[deg]。

在第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a中，高頻電壓va＝a·sin(ω·t)被輸入到變壓器t2的一次繞組時(shí)，從變壓器t2的一方的二次繞組輸出同相的高頻電壓va’＝a’·sin(ω·t)，從變壓器t2的另一方的二次繞組輸出反相的高頻電源-va’＝-a’·sin(ω·t)。同相的高頻電壓va’被輸入到一方的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb(在圖3中上側(cè)的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb)，反相的高頻電源-va’被輸入到另一方的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb(在圖3中下側(cè)的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb)。由于2個(gè)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb是n溝道型mosfet，在一方的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb在高頻電壓va’的高電平期間進(jìn)行導(dǎo)通動(dòng)作，另一方的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb在高頻電源-va’的高電平期間進(jìn)行導(dǎo)通動(dòng)作。即，2個(gè)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb在高頻電壓va’的每半周期交替地反復(fù)進(jìn)行導(dǎo)通·斷開(kāi)動(dòng)作。

通過(guò)2個(gè)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb交替地反復(fù)進(jìn)行導(dǎo)通·斷開(kāi)動(dòng)作，連接點(diǎn)n的電壓vn按照在va’＞0的期間中成為“vdc”，在va’≤0的期間中成為接地電平的方式矩形波狀地變化。該矩形波通過(guò)輸出電路401除去直流成分和開(kāi)關(guān)噪聲，從輸出端子c、c’作為將高頻電壓va放大了的高頻電壓vpa＝v·sin(ω·t)輸出。

第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b進(jìn)行與上述的第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a相同的動(dòng)作，輸出將所輸入的高頻電壓vb放大了的高頻電壓vpb＝v·sin(ω·t+θ)。

此外，在本實(shí)施方式中，由半橋型的放大器構(gòu)成第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b，但也可以由全橋型或推挽放大器構(gòu)成。另外，并不限定于開(kāi)關(guān)放大器，也可以使用線性放大器。

rf合成部5是合成從dc-rf轉(zhuǎn)換部4輸出的2個(gè)高頻電力pa、pb的電路模塊。rf合成部5例如通過(guò)圖4所示的由傳輸變壓器t3和電阻r構(gòu)成的混合電路構(gòu)成?；旌想娐肪哂?個(gè)匯合端口(サム·ポートsumport)ns和2個(gè)輸入端口na、nb，具有當(dāng)輸入到輸入端口na的交流電壓和輸入到輸入端口nb的交流電壓存在相位差時(shí)，輸入電力中與相位差對(duì)應(yīng)的一部分的電力由電阻r熱消耗，將其余的電力輸出的功能。

如圖4所示，從第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a輸出的高頻電壓vpa被輸入到一個(gè)輸入端口na，從第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b輸出的高頻電壓vpb被輸入到另一個(gè)輸入端口nb，從匯合端口ns輸出高頻電壓vpx。

與匯合端口ns連接的負(fù)載的阻抗“ro/2”的情況下(rf合成部5和負(fù)載進(jìn)行阻抗匹配的情況下)的、從匯合端口ns輸出的高頻電流ipx和高頻電壓vpx，在將高頻電壓vpa、vpb分別設(shè)為vpa＝v·sin(ω·t)、vpb＝v·sin(ω·t+θ)時(shí)，成為如下所記載。

電阻r的兩端的電壓vr為：

vr＝vpa-vpb＝v·[sin(ω·t)-sin(ω·t+θ)]…(1)

從輸入端口na、nb流入傳輸變壓器t3的電流ia、ib和在電阻r流過(guò)的電流ir為：

ia＝vpa/ro＝v·sin(ω·t)/ro…(2)

ib＝vpb/ro＝v·sin(ω·t+θ)/ro…(3)

ir＝vr/(2·ro)

＝v·[sin(ω·t)-sin(ω·t+θ)]/(2·ro)…(4)。

因此，傳輸變壓器t3的一次繞組和二次繞組中流通的電流ila、ilb由：

ila＝ia-ir＝v·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]/(2·ro)…(5)

ilb＝ib+ir＝v·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]/(2·ro)…(6)

來(lái)表示，從匯合端口ns輸出的高頻電流ipx和高頻電壓vpx成為：

ipx＝ila+ilb＝v·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]/ro…(7)

vpx＝ipx·(ro/2)

＝v·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]/2

＝v·[sin{(ω·t+θ/2)-θ/2}+sin{(ω·t+θ/2)+θ/2}]/2

＝v·[sin(ω·t+θ/2)·cos(θ/2)-cos(ω·t+θ/2)·sin(θ/2)

+sin(ω·t+θ/2)·cos(θ/2)+cos(ω·t+θ/2)·sin(θ/2)]/2

＝v·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2)…(8)。

當(dāng)求從輸出端口ns輸出的電力px和由電阻r消耗的電力pr時(shí)，成為：

px＝vpx²/(ro/2)＝2·vpx²/ro

＝v²·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]²/(2·ro)

＝2·[v·cos(θ/2)]²·sin²(ω·t+θ/2)/ro…(9)

pr＝vr²/(2·ro)

＝v²·[sin(ω·t)-sin(ω·t+θ)]²/(2·ro)

＝v²·[sin{(ω·t+θ/2)-θ/2}

-sin{(ω·t+θ/2)+θ/2}]²/(2·ro)

＝v²·[sin(ω·t+θ/2)·cos(θ/2)-cos(ω·t+θ/2)·sin(θ/2)

-sin(ω·t+θ/2)·cos(θ/2)-cos(ω·t+θ/2)·sin(θ/2)]²/(2·ro)

＝v²·[-2cos(ω·t+θ/2)·sin(θ/2)]²/(2·ro)

＝2·[v·sin(θ/2)]²·cos²(ω·t+θ/2)/ro…(10)。

從輸入端口na、nb輸入的電力pa、pb，由于pa＝v²·sin²(ω·t)/ro、pb＝v²·sin²(ω·t+θ)/ro，所以輸入到rf合成部5的電力pin為：pin＝pa+pb＝v²·[sin²(ω·t)+sin²(ω·t+θ)]/ro。另一方面，從rf合成部5輸出的電力px和由電阻r熱消耗的電力pr的合計(jì)電力psum成為：

psum＝px+pr

＝v²·[sin(ω·t)+sin(ω·t+θ)]²/(2·ro)

+v²·[sin(ω·t)-sin(ω·t+θ)]²/(2·ro)

＝v²·[2sin²(ω·t)+2sin²(ω·t+θ)]/(2·ro)

＝v²·[sin²(ω·t)+sin²(ω·t+θ)]/ro

因此，pin＝psum。

因此，如果θ＝0[deg]，則pr＝0，輸入電力pin保持原樣成為輸出電力px，從rf合成部5輸出，如果θ＝180[deg]，則成為px＝0，從rf合成部5輸出0。并且，當(dāng)0[deg]<θ<180[deg]時(shí)，將輸入電力pa、pb以與相位差θ對(duì)應(yīng)的規(guī)定的比例η(θ)合成的合成電力作為輸出電力px從rf合成部5輸出。

與相位差θ對(duì)應(yīng)的規(guī)定比例η(θ)為如(9)式所示為cos²(θ/2)，該特性成為如圖5的特性(甲)所示。電力的合成比例η(θ)，在相位差θ為0[deg])的情況下為100％，當(dāng)相位差θ變大時(shí)，相應(yīng)地cos²(θ/2)的特性單調(diào)變小，在相位差θ為180[deg]的情況下成為0％。在本實(shí)施方式中，通過(guò)將相位差θ在第一相位差θ1(例如20[deg])與第二相位差θ2(例如160[deg])之間進(jìn)行切換，從而合成比例在大的狀態(tài)η(θ1)與小的狀態(tài)η(θ2)之間切換，將輸出電力px形成為脈沖狀的高頻電力。此外，將第一相位差θ1設(shè)為20[deg]，并將第二相位差θ2設(shè)為160[deg]，是為了如后所述通過(guò)使第一相位差θ1和第二相位差θ2變化來(lái)進(jìn)行輸出電力控制，而具有了第一相位差θ1和第二相位差θ2的變動(dòng)幅度。此外，第一相位差θ1例如可以設(shè)為從0[deg]到90[deg]的值，第二相位差θ2例如可以設(shè)為從90[deg]到180[deg]的值。

此外，在本實(shí)施方式中，將第一相位差θ1和第二相位差θ2設(shè)定為從0[deg]到180[deg]的范圍的值，但并不限定于此。例如，也可以設(shè)定為從180[deg]到360[deg]的范圍的值，也可以設(shè)為從0[deg]到-180[deg]的范圍的值。

此外，圖5的特性(甲)為，與匯合端口ns連接的負(fù)載的阻抗為“ro/2”的情況的例子，但與匯合端口ns連接的負(fù)載的阻抗即使與“ro/2”不同的情況下，通過(guò)使相位差θ在從0[deg]到180[deg]的范圍變化，也能夠控制從rf合成部5輸出的電力px的大小。

在rf合成部5中使用的混合電路，并不限定于圖4所示的電路結(jié)構(gòu)。例如，也能夠?qū)D6所示的電路結(jié)構(gòu)的混合電路用于rf合成部5中。圖6所示的混合電路，具有將傳輸變壓器t3的一次繞組和二次繞組的兩端分別由電容器c’連接的電路結(jié)構(gòu)，一次繞組的兩端和二次繞組的兩端的4個(gè)端子成為不平衡的輸入輸出端子。在作為rf合成部5使用的情況下，一次繞組的一個(gè)端子p1成為合成電力的輸出端子，一次繞組的另一個(gè)端子p2和二次繞組的一個(gè)端子p3成為輸入端子，二次繞組的另一個(gè)端子p4成為連接熱消耗用的電阻r的端子。

圖4所示的電路結(jié)構(gòu)中，相位差θ為0[deg]的情況下，在電阻r的消耗電力pr成為零，但在圖6所示的電路結(jié)構(gòu)中，相位差θ為90[deg]的情況下，在電阻r的消耗電力pr成為零，相位差θ從90[deg]偏離時(shí)，與其偏離量相應(yīng)的電力pr由電阻r消耗。即，在圖6所示的電路結(jié)構(gòu)的情況下，電力合成的比例η(θ)相對(duì)于圖4所示的電路結(jié)構(gòu)增進(jìn)90[deg]，如圖5的特性(乙)所示，成為cos²(θ/2+π/2)＝sin²(θ/2)的特性。這時(shí)，將第一相位差θ1和第二相位差θ2設(shè)定為從-90[deg]至90[deg]的范圍的值即可。另外，例如也可以設(shè)定為從90[deg]至270[deg]的范圍的值。

rf合成部5只要是能夠發(fā)揮與混合電路同樣的功能的電路，也可以是其它的電路。例如，能夠使用如日本特開(kāi)2008-28923號(hào)公報(bào)中記載的高頻電力合成器或日本實(shí)開(kāi)平4-48715號(hào)公報(bào)中記載的輸出合成電路。

濾波電路6例如是由2個(gè)電容器和1個(gè)電抗器的π型電路構(gòu)成的低通濾波器(lpf)。濾波電路6發(fā)揮將從rf合成部5輸出的高頻電壓vpx和高頻電流ipx的諧波除去，將基波成分輸出到負(fù)載一側(cè)的功能。此外，濾波電路6只要是低通濾波器(lpf)，則并不限定于電容器和電抗器的π型電路。

電力檢測(cè)部10是檢測(cè)高頻電源1輸出的例如行波電力pf的部件。電力檢測(cè)部10包括定向耦合器，由該定向耦合器檢測(cè)出包含在高頻電壓vout中的行波電壓vf和反射波電壓vr。并且電力檢測(cè)部10將行波電壓vf轉(zhuǎn)換為行波電力pf并輸出到控制部9。另外，能夠?qū)⒎瓷洳妷簐r轉(zhuǎn)換為反射波電力pr輸出到控制部9。

pwm信號(hào)生成部7生成用于驅(qū)動(dòng)dc-dc轉(zhuǎn)換部3的pwm信號(hào)spwm，并將該pwm信號(hào)spwm輸出到dc-dc轉(zhuǎn)換部3。pwm信號(hào)生成部7根據(jù)預(yù)先設(shè)定的pwm占空比生成pwm信號(hào)spwm。在想要增大從dc-dc轉(zhuǎn)換部3輸出的直流電壓vdc的情況下，將占空比設(shè)定得較大。另外，在想要減小從dc-dc轉(zhuǎn)換部3輸出的直流電壓vdc的情況下，將占空比設(shè)定得較小。此外，上述的pwm占空比根據(jù)后述的脈沖的高電平期間的目標(biāo)輸出電力pfs1來(lái)設(shè)定。例如具有表示目標(biāo)輸出電力pfs1和pwm占空比的關(guān)系的表或關(guān)系式，能夠根據(jù)該表或關(guān)系式設(shè)定pwm占空比。因此，只要目標(biāo)輸出電力pfs1沒(méi)有改變，pwm占空比就為一定，因此從dc-dc轉(zhuǎn)換部3輸出的直流電壓vdc也一定。

高頻信號(hào)生成部8生成控制第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a中的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb的驅(qū)動(dòng)的高頻電壓va和控制第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b中的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件qb的驅(qū)動(dòng)的高頻電壓vb。高頻信號(hào)生成部8基于從控制部9輸入的振幅a、輸出頻率f、相位差θ生成高頻電壓va、vb，將高頻電壓va輸出的到第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a，將高頻電壓vb輸出的到第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b。

在高頻信號(hào)生成部8中，如圖7所示，包括：產(chǎn)生正弦波的高頻電壓va的第一高頻發(fā)生電路8a；和使用從控制部9輸入的相位差θ產(chǎn)生相對(duì)于高頻電壓va具有相位差θ的正弦波的高頻電壓vb的第二高頻發(fā)生電路8b。第一高頻發(fā)生電路8a和第二高頻發(fā)生電路8b由直接數(shù)字頻率合成器構(gòu)成。

從控制部9對(duì)第一高頻發(fā)生電路8a輸入高頻電壓va的振幅a、輸出頻率f和初始相位φa(＝0[deg])的信息。輸出頻率f如上所述，等離子體處理系統(tǒng)中所規(guī)定的2.0mhz、13.56mhz等的頻率。初始相位φa能夠設(shè)定為任意的值，但在本實(shí)施方式中設(shè)定為0[deg]。對(duì)第二高頻發(fā)生電路8b也輸入高頻電壓vb的振幅a、輸出頻率f和初始相位φb的信息，由于θ＝φb-φa、φa＝0[deg]，從控制部9輸出的位相値θ作為初始相位φb的信息被輸入。當(dāng)設(shè)定為φa≠0[deg]時(shí)，在從控制部9輸出的相位差θ加上初始相位φa所得的值(θ+φa)作為初始相位φb的信息被輸入。振幅a和輸出頻率f的信息，與輸入到第一高頻發(fā)生電路8a的振幅a和輸出頻率f的信息相同。此外，振幅a和輸出頻率f沒(méi)有改變的情況下，也可以在第一高頻發(fā)生電路8a和第二高頻發(fā)生電路8b預(yù)先設(shè)定。

第一高頻發(fā)生電路8a使用振幅a、輸出頻率f和初始相位φa的信息產(chǎn)生由a·sin(2πf·t)＝a·sin(ω·t)表示的高頻電壓va(數(shù)字信號(hào)。參照?qǐng)D8的va)。同樣地，第二高頻發(fā)生電路8b使用振幅a、輸出頻率f和控制指令值θ的信息產(chǎn)生由a·sin(2πf·t+θ)＝a·sin(ω·t+θ)表示的高頻電壓vb(數(shù)字信號(hào)，參照?qǐng)D8的vb)。

控制部9是控制高頻電源1輸出的行波電力pf，和由第一、第二高頻發(fā)生電路8a，8b生成的2個(gè)高頻電壓va、vb的相位差θ的電路模塊?？刂撇?由包括cpu(centralprocessingunit)、rom(readonlymemory)和ram(randomaccessmemory)的微型計(jì)算機(jī)構(gòu)成。cpu通過(guò)執(zhí)行存儲(chǔ)在rom中的規(guī)定的控制程序，控制高頻電源1輸出的行波電力pf和2個(gè)高頻電壓va、vb的相位差θ等。

控制部9通過(guò)來(lái)自由用戶進(jìn)行輸入的輸入裝置(省略圖示)的輸入，或者基于預(yù)先設(shè)定的程序的自動(dòng)輸入，輸入脈沖狀的高頻電力的脈沖頻率和脈沖狀的高頻電力的第一電平與第二電平的占空比(以下，成為脈沖占空比)。例如，作為脈沖頻率，設(shè)定比高頻電壓va、vb頻率低的(周期長(zhǎng)的)規(guī)定頻率(例如10khz)，作為脈沖占空比例如設(shè)定為50％?？刂撇?基于脈沖頻率和脈沖占空比，生成用于指令脈沖狀的高頻電力的脈沖波形的輸出控制信號(hào)。并且，控制部9以在輸出控制信號(hào)的高電平期間使相位差θ為第一相位差θ1、在低電平期間使相位差θ為第二相位差θ2的方式進(jìn)行切換。

由于在輸出控制信號(hào)的高電平期間中相位差θ成為第一相位差θ1，因此，從高頻信號(hào)生成部8輸出的高頻電壓va、vb的相位差θ成為第一相位差θ1，從第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a輸出的高頻電壓vpa與從第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b輸出的高頻電壓vpb的相位差θ也成為第一相位差θ1。對(duì)應(yīng)于第一相位差θ1所合成的輸出電力px從rf合成部5輸出。在本實(shí)施方式中，由于將第一相位差θ1設(shè)為20[deg]，高電平期間的輸出電力px，成為將從第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a輸出的電力pa與從第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b輸出的電力pb相加的電力pin的大約95％(電力pin的大約5％被rf合成部5熱消耗)。

另外，由于在輸出控制信號(hào)的低電平期間相位差θ成為第二相位差θ2，所以從高頻信號(hào)生成部8輸出的高頻電壓va、vb的相位差θ成為第二相位差θ2，從第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a輸出的高頻電壓vpa與從第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b輸出的高頻電壓vpb的相位差θ也成為第二相位差θ2。并且，對(duì)應(yīng)于第二相位差θ2所合成的輸出電力px從rf合成部5輸出。在本實(shí)施方式中，因?yàn)樵O(shè)第二相位差θ2為160[deg]，所以低電平期間的輸出電力px成為電力pin的大約5％(電力pin的大約95％被rf合成部5熱消耗)。

由此，從rf合成部5輸出的輸出電力px成為具有電力pin的大約95％的高電平期間、和電力pin的大約5％的低電平期間的脈沖狀的高頻電力。

圖9是表示從rf合成部5輸出的高頻電壓vpx的波形的圖。高頻電壓vpx在相位差θ為第一相位差θ1時(shí)，成為振幅較大的高電平，在相位差θ為第二相位差θ2時(shí)，成為振幅較小的低電平。因此，從rf合成部5輸出的高頻電力px成為脈沖狀的高頻電力。

另外，控制部9進(jìn)行將從高頻電源1輸出到負(fù)載的高頻電力(行波電力pf)控制為控制目標(biāo)的反饋控制。作為控制目標(biāo)，設(shè)定高電平期間的目標(biāo)輸出電力pfs1和低電平期間的目標(biāo)輸出電力pfs2。用戶操作輸入裝置(省略圖示)手動(dòng)地輸入目標(biāo)輸出電力pfs1和pfs2，或者通過(guò)預(yù)先設(shè)定的程序自動(dòng)地輸入目標(biāo)輸出電力pfs1和pfs2。

控制部9在輸出控制信號(hào)的高電平期間中，計(jì)算從電力檢測(cè)部10輸入的行波電力pf的檢測(cè)值與目標(biāo)輸出電力pfs1的偏差δp1(＝pfs1-pf)，基于該偏差δp1，生成用于使該偏差δp1為零的控制指令值。并且，控制部9基于控制指令值使第一相位差θ1變化，由此控制行波電力pf。由此，進(jìn)行反饋控制使得行波電力pf成為目標(biāo)輸出電力pfs1。另外，控制部9在輸出控制信號(hào)的低電平期間中，計(jì)算從電力檢測(cè)部10輸入的行波電力pf的檢測(cè)值和目標(biāo)輸出電力pfs2的偏差δp2(＝pfs2-pf)，基于該偏差δp2生成用于使該偏差δp2為零的控制指令值。并且，控制部9基于控制指令值使第二相位差θ2變化，來(lái)控制行波電力pf。由此，進(jìn)行反饋控制使得行波電力pf成為目標(biāo)輸出電力pfs2。

此外，也可以不是通過(guò)使第一相位差θ1和第二相位差θ2變化，控制行波電力pf，而是使dc-dc轉(zhuǎn)換部3輸出的直流電壓vdc變化來(lái)控制行波電力pf。這時(shí)，控制部9將所生成的控制指令值輸出到pwm信號(hào)生成部7，pwm信號(hào)生成部7根據(jù)控制指令值和所生成的載波信號(hào)，利用三角波比較法生成pwm信號(hào)spwm即可。另外，控制部9也可以基于控制指令值使輸出到高頻信號(hào)生成部8的振幅a變化，由此，進(jìn)行輸出電力控制。

如上所述，根據(jù)本實(shí)施方式的高頻電源1，在dc-rf轉(zhuǎn)換部4中設(shè)置第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a和第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b，并且設(shè)置將第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b的高頻電力pa、pb合成的rf合成部5，將輸入到第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b的高頻電壓va、vb的相位差θ在第一相位差θ1和第二相位差θ2之間切換。由此，從rf合成部5輸出的輸出電力px，在相位差θ為第一相位差θ1時(shí)，成為電力pin的大約95％，在相位差θ為第二相位差θ2時(shí)，成為電力pin的大約5％，成為具有高電平期間和低電平期間的脈沖狀的高頻電力。由于相位差θ的切換能夠高速地進(jìn)行，所以能夠輸出提高了第一電平與第二電平的切換的脈沖頻率的脈沖狀的高頻電力。

另外，根據(jù)本實(shí)施方式的高頻電源1，dc-dc轉(zhuǎn)換部3輸出的直流電壓vdc保持一定(目標(biāo)輸出電力pfs1為一定的情況下)，能夠輸出脈沖狀的高頻電力。因此，通過(guò)直流電壓vdc發(fā)生變化而產(chǎn)生的過(guò)沖(overshoot)和下沖(undershoot)不會(huì)發(fā)生。

此外，在本實(shí)施方式中，以將行波電力pf控制為控制目標(biāo)的情況為例進(jìn)行了說(shuō)明，但并不限定于此。例如，也可以將供給到負(fù)載的高頻電力(行波電力pf-反射波電力pr)控制為控制目標(biāo)。

根據(jù)上述實(shí)施方式，作為dc-rf轉(zhuǎn)換部4設(shè)置相同結(jié)構(gòu)的第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a和第二dc―rf轉(zhuǎn)換部4b，將兩dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b的輸出電力pa、pb由rf合成部5進(jìn)行合成的結(jié)構(gòu)，但也可以是設(shè)置3個(gè)以上的dc-rf轉(zhuǎn)換部，并合成各dc-rf轉(zhuǎn)換部的輸出電力的結(jié)構(gòu)。

圖10、圖11是表示高頻生成部u’中設(shè)置相同結(jié)構(gòu)的3個(gè)dc-rf轉(zhuǎn)換部的情況的dc-rf轉(zhuǎn)換部4’和rf合成部5’的電路結(jié)構(gòu)的圖。在dc-rf轉(zhuǎn)換部4’中，追加了與第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b相同結(jié)構(gòu)的第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c，在rf合成部5’中設(shè)置有與rf合成部5相同結(jié)構(gòu)的第一rf合成部5a和第二rf合成部5b。

圖10、圖11的電路結(jié)構(gòu)能夠看作，在圖1所示的dc-rf轉(zhuǎn)換部4和rf合成部5追加了第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c和第二rf合成部5b，將rf合成部5a輸出電力和第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電力通過(guò)第二rf合成部5b合成的結(jié)構(gòu)。

在設(shè)置相同結(jié)構(gòu)的3個(gè)dc-rf轉(zhuǎn)換部的情況下考慮：第一方法，即：按照將dc-rf轉(zhuǎn)換部4’中的第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b的輸出電壓vpa、vpb以相位差θ＝0進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，并且將第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電壓vpc相對(duì)于輸出電壓vpa、vpb設(shè)置相位差θ來(lái)進(jìn)行驅(qū)動(dòng)的方式進(jìn)行控制；和第二方法，即：將第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b的輸出電壓vpb相對(duì)于第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a的輸出電壓vpa設(shè)置相位差θ進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，并且將第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電壓vpc相對(duì)于第一rf合成部5a的輸出電壓vpx設(shè)置相位差ψ來(lái)進(jìn)行驅(qū)動(dòng)的方式進(jìn)行控制。

圖10是表示第一方法的情況的dc-rf轉(zhuǎn)換部4’和rf合成部5’的電路結(jié)構(gòu)，圖11是表示第二方法的情況的dc-rf轉(zhuǎn)換部4’和rf合成部5’的電路結(jié)構(gòu)。

在圖10表示的第一方法中，能夠?qū)⒌谝?、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b和第一rf合成部5a的部分替換為等效的1個(gè)dc-rf轉(zhuǎn)換部，所以高頻生成部u’與上述的高頻生成部u(參照?qǐng)D1)實(shí)質(zhì)上變成相同的。即，第一rf合成部5a發(fā)揮將第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a的輸出電力pa和第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b的輸出電力pb保持原樣進(jìn)行合成的功能，第二rf合成部5b發(fā)揮根據(jù)相位差θ調(diào)整向負(fù)載的輸出電力pz的功能。

當(dāng)使輸入到第一、第二、第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b、4c的高頻信號(hào)v1、v2、v3的波形為v1＝a1·sin(ω·t+φ1)、v2＝a2·sin(ω·t+φ2)、v3＝a3·sin(ω·t+φ3)時(shí)，在圖10所示的第一方法中，對(duì)第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b輸入例如va＝a·sin(ω·t)(a1＝a2＝a、φ1＝φ2＝0)的高頻信號(hào)。

當(dāng)使rf合成部5a、5b的輸入端口與輸出端口匹配了時(shí)，第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b的輸出電壓vpa、vpb由vpa＝vpb＝v·sin(ω·t)表示，第一rf合成部5a的輸出電壓vpx由(8)式vpx＝v·sin(ω·t)表示。因此，對(duì)第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c輸入vb＝a·sin(ω·t+θ)(a3＝a、φ3＝θ)的高頻信號(hào)，從第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c輸出vpc＝v·sin(ω·t+θ)時(shí)，從第二rf合成部5b輸出vpz＝v·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2)的輸出電壓vpz。

由于第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b的輸出電力pa、pb不被第一rf合成部5a熱消耗地合成，因此從第一rf合成部5a輸出(pa+pb)的電力px，在第二rf合成部5b該輸出電力px和第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電力pc通過(guò)(9)式所表示的合成式被合成，輸出由pz＝2·[v·cos(θ/2)]²·sin²(ω·t+θ/2)/ro表示的電力pz。

因此，在圖10所示的第一方法中，通過(guò)將相位差θ在第一相位差θ1與第二相位差θ2之間切換，能夠切換第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b的輸出電力pa、pb的合計(jì)電力px＝(pa+pb)與第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電力pc的合成量，將電力pz作為脈沖狀的高頻電力輸出。

另一方面，在圖11所示的第二方法中，由第一rf合成部5a和第二rf合成部5b這兩者調(diào)整向負(fù)載的輸出電力pz。對(duì)第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b分別輸入va＝a·sin(ω·t)(φ1＝0)和vb＝a·sin(ω·t+θ)(φ2＝θ)的高頻信號(hào)，從第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b分別輸出輸出電壓vpa＝v·sin(ω·t)、vpb＝v·sin(ω·t+θ)時(shí)，第一rf合成部5a的輸出電壓vpx由(8)式vpx＝v·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2)表示。

按照對(duì)第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c輸入根據(jù)相位差θ調(diào)整了振幅a3和φ3的vc＝a·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2+ψ)(a3＝a·cos(θ/2)、φ3＝θ/2+ψ)的高頻信號(hào)，并從第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c輸出v·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2+ψ)的輸出電壓vpc的方式進(jìn)行控制，則從第二rf合成部5b輸出由vpz＝v·cos(θ/2)·cos(ψ/2)·sin(ω·t+θ/2+ψ/2)表示的輸出電壓vpz，并輸出由pz＝2·[v·cos(θ/2)·cos(ψ/2)]²·sin²(ω·t+θ/2+ψ/2)/ro表示的輸出電力pz。

因此，在圖11所示的第二方法中，不論是通過(guò)固定相位差ψ，將相位差θ在第一相位差θ1與第二相位差θ2之間進(jìn)行切換，還是相反通過(guò)固定相位差θ，將相位差ψ在ψ1與ψ2之間進(jìn)行切換，都能夠使電力pz作為脈沖狀的高頻電力輸出。即，通過(guò)將相位差θ在第一相位差θ1與第二相位差θ2之間進(jìn)行切換，來(lái)切換第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a的輸出電力pa和第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b的輸出電力pb的合成量，由此能夠使電力pz作為脈沖狀的高頻電力輸出。另外，通過(guò)使相位差ψ在ψ1與ψ2之間進(jìn)行切換，來(lái)切換第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b的輸出電力pa、pb的合成電力px和第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電力pc的合成量，能夠使電力pz作為脈沖狀的高頻電力輸出。

圖12、圖13是表示在高頻生成部u”中設(shè)置相同結(jié)構(gòu)的4個(gè)dc-rf轉(zhuǎn)換部的情況下的dc-rf轉(zhuǎn)換部4”和rf合成部5”的電路結(jié)構(gòu)的圖。在dc-rf轉(zhuǎn)換部4”中，追加與第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b相同結(jié)構(gòu)的第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c和第四dc-rf轉(zhuǎn)換部4d，在rf合成部5”中設(shè)置有與rf合成部5相同結(jié)構(gòu)的第一rf合成部5a、第二rf合成部5b和第三rf合成部5c。

rf合成部5”內(nèi)的第一rf合成部5a合成dc-rf轉(zhuǎn)換部4”中的第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a的輸出電力pa和第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b的輸出電力pb，第二rf合成部5b合成dc-rf轉(zhuǎn)換部4”中的第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電力pc和第四dc-rf轉(zhuǎn)換部4d的輸出電力pd。另外，rf合成部5”中的第三rf合成部5c合成第一rf合成部5a的輸出電力px和第二rf合成部5b的輸出電力py。

即使在設(shè)置相同結(jié)構(gòu)的4個(gè)dc-rf轉(zhuǎn)換部的情況下，也考慮2種方法。第一方法是如下方法：在第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a的輸出電壓vpa與第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b的輸出電壓vpb之間設(shè)置相位差θ，并且在第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電壓vpc與第四dc-rf轉(zhuǎn)換部4d的輸出電壓vpd之間設(shè)置相位差θ來(lái)進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。在第一方法中，相當(dāng)于將圖1所示的dc-rf轉(zhuǎn)換部4和rf合成部5這些構(gòu)成設(shè)置2個(gè)，從兩構(gòu)成輸出的2個(gè)電力通過(guò)第三rf合成部5c合成的方法。

圖12表示第一方法的情況下的dc-rf轉(zhuǎn)換部4”和rf合成部5”的電路結(jié)構(gòu)。對(duì)第一至第四dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b、4c、4d輸入的高頻信號(hào)v1、v2、v3、v4的波形設(shè)為v1＝a1·sin(ω·t+φ1)、v2＝a2·sin(ω·t+φ2)、v3＝a3·sin(ω·t+φ3)、v4＝a4·sin(ω·t+φ4)時(shí)，如圖12所示的第一方法中成為：v1＝va＝a·sin(ω·t)(a1＝a，φ1＝0)、v2＝vb＝a·sin(ω·t+θ)(a2＝a，φ2＝θ)、v3＝va＝a·sin(ω·t)(a3＝a，φ3＝0)、v4＝vb＝a·sin(ω·t+θ)(a4＝a，φ4＝θ)。

圖12所示的電路結(jié)構(gòu)中，由第一rf合成部5a基于相位差θ將第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a的輸出電力pa和第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b的輸出電力pb按規(guī)定比例合成，由第二rf合成部5b基于相位差θ將第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電力pc和第四dc-rf轉(zhuǎn)換部4d的輸出電力pd按規(guī)定比例合成。

當(dāng)rf合成部5a、5b、5c的輸入端口匹配了時(shí)，第一rf合成部5a的輸出電力px和第二rf合成部5b的輸出電力py由(9)式px＝py＝2·v²·cos²(θ/2)·sin²(ω·t+θ/2)/ro表示。并且，在第三rf合成部5c中將輸出電力px和輸出電力py不被熱消耗地合成，由此從第三rf合成部5c對(duì)負(fù)載輸出pz＝px+py＝4·v²·cos²(θ/2)·sin²(ω·t+θ/2)/ro的輸出電力pz。

因此，在圖12所示的第一方法中，通過(guò)將相位差θ在第一相位差θ1與第二相位差θ2之間進(jìn)行切換，來(lái)切換第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a的輸出電力pa和第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b的輸出電力pb的合成量，將電力px作為脈沖狀的高頻電力輸出，通過(guò)切換第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電力pc和第四dc-rf轉(zhuǎn)換部4d的輸出電力pd的合成量，將電力py作為脈沖狀的高頻電力輸出。并且，電力px和電力py由第三rf合成部5c合成，輸出電力pz也成為脈沖狀的高頻電力。

第二方法是如下方法：以相同的相位控制第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a的輸出電壓vpa和第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b的輸出電壓vpb，并且以相同的相位控制第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電壓vpc和第四dc-rf轉(zhuǎn)換部4d的輸出電壓vpd，在第一rf合成部5a的輸出電壓vpx與第二rf合成部5b的輸出電壓vpy之間設(shè)置相位差θ。

圖13是表示第二方法的情況下的dc-rf轉(zhuǎn)換部4”和rf合成部5”的電路結(jié)構(gòu)。在圖13所示的電路結(jié)構(gòu)中，由第一rf合成部5a將第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a的輸出電力pa和第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b的輸出電力pb保持原樣地合成，由第二rf合成部5b將第三dc-rf轉(zhuǎn)換部4c的輸出電力pc和第四dc-rf轉(zhuǎn)換部4d的輸出電力pd保持原樣地合成。并且，由第三rf合成部5c基于相位差θ將第一rf合成部5a的輸出電力px和第二rf合成部5b的輸出電力py按規(guī)定比例合成。

例如，對(duì)第一、第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4a、4b輸入的高頻信號(hào)v1、v2的波形設(shè)為v1＝v2＝va＝a·sin(ω·t)(a1＝a2＝a，φ1＝φ2＝0)時(shí)，第一rf合成部5a的輸出電壓vpx由(8)式vpx＝v·sin(ω·t)表示。另外，輸入到第三、第四dc-rf轉(zhuǎn)換部4c、4d的高頻信號(hào)v3、v4的波形設(shè)為v3＝v4＝vb＝a·sin(ω·t+θ)(a3＝a4＝a，φ3＝φ4＝θ)時(shí)，第二rf合成部5b的輸出電壓vpy由(8)式vpy＝v·sin(ω·t+θ)表示。

因此，從第三rf合成部5c根據(jù)(8)式輸出vpz＝v·cos(θ/2)·sin(ω·t+θ/2)]這一輸出電壓vpz，根據(jù)(9)式，對(duì)負(fù)載輸出pz＝2·[v·cos(θ/2)]²·sin²(ω·t+θ/2)/ro這一輸出電力vpz。

因此，在圖13所示的第二方法中，通過(guò)將相位差θ在第一相位差θ1與第二相位差θ2之間進(jìn)行切換，來(lái)切換第一rf合成部5a的輸出電力px(＝pa+pb)和第二rf合成部5b的輸出電力py(＝pc+pd)的合成量，能夠使電力pz作為脈沖狀的高頻電力輸出。

在圖1所示的實(shí)施方式中，通過(guò)將第一dc-rf轉(zhuǎn)換部4a的輸出電壓vpa的初始相位φa固定，使第二dc-rf轉(zhuǎn)換部4b的輸出電壓vpb的初始相位φb變化，從而使相位差θ＝φb-φa變化，但也可以通過(guò)將初始相位φb固定，使初始相位φa變化，從而使相位差θ＝φb-φa變化。另外，也可以通過(guò)使初始相位φa、φb這兩者變化，而使相位差θ＝φb-φa變化。

在上述實(shí)施方式中，rf合成部5將2個(gè)rf電力合成的電路結(jié)構(gòu)的情況進(jìn)行說(shuō)明，也可以是由合成3個(gè)以上的rf電力的電路構(gòu)成rf合成部5。作為合成3個(gè)以上的rf電力的電路，例如能夠使用圖14所示的電路。

例如，使用圖14(b)的電力合成電路合成3個(gè)rf電力的情況下，對(duì)輸入端子1、2、3分別輸入的輸入電壓va、vb、vc設(shè)為va＝a·sin(ω·t+φa)、vb＝b·sin(ω·t+φb)、vc＝c·sin(ω·t+φc)，有效值設(shè)為varms、vbrms、vcrms時(shí)，在電力合成電路中被輸入輸入電力pa＝varms²/r、pb＝vbrms²/r、pc＝vcrms²/r。如果不是va＝vb＝vc，在電路內(nèi)的3個(gè)電阻r分別產(chǎn)生差電壓vab＝va-vb、vbc＝vb-vc、vca＝vc-va，因此將差電壓vab、vbc、vca的有效值設(shè)為vabrms、vbcrms、vcarms時(shí)，在3個(gè)電阻r分別熱消耗pab＝vabrms²/r、pbc＝vbcrms²/r、pca＝vcarms²/r的電力。

因此，通過(guò)在輸入電壓va、vb、vc之間彼此設(shè)置相位差θab、θbc、θca，能夠由電力合成電路將輸入電力pin＝pa+pb+pc的一部分的電力(pab+pbc+pca)熱消耗，將其余的電力pin-(pab+pbc+pca)輸出到負(fù)載。在輸入4個(gè)以上rf電力的情況下也是同樣的。

在上述實(shí)施方式中，以在高頻電源1作為負(fù)載連接有等離子體處理裝置的等離子體處理系統(tǒng)為例說(shuō)明了高頻電源1的輸出控制，本發(fā)明如圖15所示，也能夠適用于在高頻電源1與等離子體處理裝置11之間設(shè)置有阻抗匹配裝置12的情況。

在設(shè)置阻抗匹配裝置12的情況下，即使等離子體處理裝置8的阻抗(負(fù)載阻抗)變動(dòng)，也能夠通過(guò)阻抗匹配裝置12進(jìn)行高頻電源1與等離子體處理裝置12的阻抗匹配，但由于阻抗匹配裝置12在進(jìn)行阻抗匹配處理的過(guò)渡期間為不匹配的狀態(tài)，因此在具有阻抗匹配裝置12的等離子體處理系統(tǒng)中，本發(fā)明的高頻電源1的輸出控制方法也是有效的。

上述實(shí)施方式的主旨在于，具有合成多個(gè)高頻電力的高頻生成部u，通過(guò)將相位差θ在第一相位差θ1與第二相位差θ2之間進(jìn)行切換，輸出例如具有高電平期間和低電平期間的脈沖狀的高頻電力，因此，并不限定于等離子體處理系統(tǒng)用的高頻電源。

上述實(shí)施方式中，將輸出到負(fù)載的高頻電壓vout的波形為正弦波，但也可以是梯形波或具有空載時(shí)間的矩形波。

上述實(shí)施方式中，說(shuō)明了控制部9將輸出到高頻信號(hào)生成部8的相位差θ在2個(gè)值θ1和θ2之間進(jìn)行切換，由此輸出使高頻電力的振幅在第一電平和第二電平之間進(jìn)行切換的、脈沖狀的高頻電力的情況，但并不限定于此。例如，也可以使高頻電力的振幅在3個(gè)以上的電平之間進(jìn)行切換。

圖16(a)是表示使從rf合成部5輸出的高頻電壓vpx的振幅在3個(gè)電平之間進(jìn)行切換的情況的波形。控制部9通過(guò)使輸出到高頻信號(hào)生成部8的相位差θ在第一相位差θ1(例如20[deg])、第二相位差θ2(例如90[deg])和第三相位差θ3(例如160[deg])這3個(gè)值之間進(jìn)行切換，使得從rf合成部5輸出的高頻電壓vpx的波形按圖16(a)所示的波形按3個(gè)電平進(jìn)行變化。因此，從rf合成部5輸出的高頻電力px的振幅按3個(gè)電平進(jìn)行切換。

另外，并不是將相位差θ在多個(gè)固定值之間進(jìn)行切換，而是根據(jù)時(shí)間t進(jìn)行變化的規(guī)定的函數(shù)的值即可。

例如，設(shè)相位差θ為時(shí)間t的一次函數(shù)θ＝a·t+b(a、b為常數(shù))時(shí)，在rf合成部5中的合成比例η(θ)成為圖5所示的特性(甲)，因此從rf合成部5輸出的高頻電壓vpx的波形如圖16(b)所示的波形那樣變化為正弦波狀。因此，從rf合成部5輸出的高頻電力px變化為正弦波狀。

另外，在期望使高頻電力px變化為期望的波形狀的情況下，只要以使高頻電壓vpx的波形成為所望的波形狀的方式使相位差θ變化即可。即，如上所述，由于合成比例η(θ)為(cos²(θ/2))，在期望的合成比例η時(shí)的相位差θ能夠由下述(11)式表示。

θ＝2·cos^-1(√η)…(11)

因此，例如使高頻電壓vpx的波形成為圖16(c)所示的波形(三角波狀的波形)的情況下，以成為與圖16(c)所示的波形對(duì)應(yīng)的合成比例η的方式使相位差θ根據(jù)時(shí)間t變化即可。即，在上述(11)式中，使合成比例η成為表示圖16(c)所示的波形的函數(shù)x(t)即可。如果應(yīng)用該概念，能夠自由地設(shè)定合成比例η。例如，也可以如圖16(d)所示的波形那樣將三角波的波形和一定的電平的波形相組合，也可以如圖16(e)所示的波形那樣，將正弦波狀的波形與一定的電平的波形相組合。

此外，在圖16(b)～(e)中，存在在rf合成部5中的合成比例η(θ)成為零的情況，存在輸出變成零的情況。如果不想要輸出變成零的情況，調(diào)整相位差θ的計(jì)算式使得相位差θ不變成180[deg]即可。

另外，能夠?qū)⒏哳l電壓vpx的波形形成為在圖9所示的波形中，當(dāng)?shù)入x子體點(diǎn)火時(shí)設(shè)置有過(guò)沖的波形(參照?qǐng)D16(f))。為了形成為這樣的波形，在反復(fù)使相位差θ為第一相位差θ1(例如20[deg])的第一期間t1和使相位差θ為第二相位差θ2(例如160[deg])的第二期間t2的波形中，當(dāng)?shù)入x子體點(diǎn)火時(shí)，設(shè)置為了在第一期間t1之前設(shè)置過(guò)沖的第三期間t3，在該第三期間t3中，使相位差θ形成為例如下述(12)式即可。此外，t為第三期間t3的長(zhǎng)度。由此能夠形成為：在等離子體點(diǎn)火時(shí)(第三期間t3的開(kāi)始時(shí)：t＝0)，相位差θ＝0，合成比例η最大，在第三期間t3期間，相位差θ增加，合成比例η減少，在第三期間t3結(jié)束時(shí)(t＝t)，相位差成為θ＝θ1。此外，在第三期間t3期間，也可以使相位差θ為“0”。通過(guò)使高頻電壓vpx的波形形成為包含圖16(f)所示的過(guò)沖的波形，在等離子體未點(diǎn)火的情況下輸出到負(fù)載的高頻電壓vout變高，因此，能夠使等離子體的點(diǎn)火性良好。

θ＝(θ1/t)·t…(12)

圖16中所記載的各波形和(12)式等的計(jì)算式為一個(gè)例子，通過(guò)適當(dāng)設(shè)定相位差θ，能夠使從rf合成部5輸出的高頻電壓vpx的波形成為各種各樣的波形，能夠使從rf合成部5輸出的高頻電力px的波形成為期望的波形。

本發(fā)明的高頻電源并不限定于上述的實(shí)施方式。本發(fā)明的高頻電源的各部的具體結(jié)構(gòu)能夠自由地進(jìn)行各種設(shè)計(jì)變更。

附圖標(biāo)記說(shuō)明

1高頻電源

2ac-dc轉(zhuǎn)換部

3dc-dc轉(zhuǎn)換部

4、4’、4”dc-rf轉(zhuǎn)換部(高頻生成單元)

4a第一dc-rf轉(zhuǎn)換部(高頻生成單元)

4b第二dc-rf轉(zhuǎn)換部(高頻生成單元)

4c第三dc-rf轉(zhuǎn)換部(高頻生成單元)

4d第四dc-rf轉(zhuǎn)換部(高頻生成單元)

401低通濾波器

5、5’、5”rf合成部(高頻合成單元)

5a第一rf合成部(高頻合成單元)

5b第二rf合成部(高頻合成單元)

5c第三rf合成部(高頻合成單元)

6濾波電路

7pwm信號(hào)生成部

8高頻信號(hào)生成部(高頻生成單元)

8a第一高頻發(fā)生電路

8b第二高頻發(fā)生電路

9控制部(輸出控制單元)

10電力檢測(cè)部

11等離子體處理裝置

12阻抗匹配裝置

u、u’、u”高頻生成部。