本申請涉及一種射頻功率放大器中的阻抗匹配電路，特別是涉及一種應用于GSM模式的射頻功率放大器中的阻抗匹配電路。

背景技術：

以手機為代表的移動通訊終端中，射頻功率放大器必不可少。射頻功率放大器位于發(fā)射機的末級，用來將已調制射頻信號放大到所需功率值后送天線發(fā)射。

當一個電路的特征尺寸(characteristic length)遠小于該電路所運行的電磁波的波長時，該電路可用較為簡單的集總元件模型(lumped element model，也稱集總參數(shù)模型，lumped parameter model，lumped component model)來描述。

當一個電路的特征尺寸與該電路所運行的電磁波的波長位于相同或相近的數(shù)量級，該電路就要用比較復雜但更為精確的分布元件模型(distributed element model)或傳輸線模型(transmission line model)來描述。

移動通訊領域的射頻功率放大器就需要用分布元件模型和傳輸線模型來描述，此時阻抗匹配(impedance matching)就成為必須考慮的重要問題。阻抗匹配是指對電路負載的輸入阻抗和/或相應信號源的輸出阻抗進行設計，以使電路的功率傳輸最大化和/或使負載端的信號反射最小化。以射頻功率放大器為例，通常在信號輸入端有輸入匹配網(wǎng)絡，在信號輸出端設計有匹配網(wǎng)絡。如果射頻功率放大器由多級放大電路級聯(lián)組成，那么相鄰的放大電路之間還可能有級間匹配網(wǎng)絡。這些匹配網(wǎng)絡就是用來實現(xiàn)阻抗匹配的，然而匹配網(wǎng)絡通常只對較小頻率范圍內的電磁波信號具有較好效果，即具有窄帶特性。

GSM(Global System for Mobile Communications，全球移動通訊系統(tǒng))是第二代移動通訊(2G)協(xié)議。目前得到商業(yè)應用的GSM頻段有4個，分別是GSM-850、E-GSM-900、DCS-1800、PCS-1900。前兩個頻段的頻率范圍接近，可合稱為GSM低頻段。后兩個頻段的頻率范圍接近，可合稱為GSM高頻段。現(xiàn)有的GSM射頻功率放大器通常設計有兩個通道，分別用于GSM低頻段、GSM高頻段的射頻信號放大，每個通道內都具有獨立的匹配網(wǎng)絡。

2015年6月出版的《IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques》第63卷第6期有一篇文章《Electrothermal Effects on Performance of GaAs HBT Power Amplifier During Power Versus Time(PVT)Variation at GSM/DCS Bands》，作者是Liang Lin等。這篇文章的圖3(a)給出了一種由GaAs(砷化鎵)HBT實現(xiàn)的射頻功率放大器，可用于E-GSM-900頻段和DCS-1800頻段。這篇文章并沒有給出匹配電路的具體實現(xiàn)方式，由于所涉兩個頻段的頻率差別很大，需要兩個這樣的射頻功率放大器組成雙通道才能實現(xiàn)雙頻段的覆蓋。

請參閱圖1，這是一種現(xiàn)有的射頻功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡。為了清楚地描述電路功能，也示意性地表示出了放大電路和負載。

所述放大電路例如包括兩個晶體管，通常選用HBT(異質結雙極晶體管)。晶體管一H1的基極作為輸入端in，發(fā)射極接地，集電極通過電容五C5連接晶體管二H2的基極，該集電極還連接負載電感一LD1。晶體管二H2的發(fā)射極接地，集電極同時連接電感一L1和電感二L2。

所述負載通常是指天線，這里用依次串聯(lián)的負載電感一LD1、負載電感二LD2和負載電容C1來表示，其中負載電感一LD1的另一端連接晶體管一H1的集電極，負載電容C1的另一端接地。

所述輸出匹配網(wǎng)絡包括電感一L1至電感四L4、電容二C2至電容四C4、寄生電感二LP2至寄生電感四LP4。電感一L1、電感二L2、電感三L3、電感四L4依次串聯(lián)，其中電感一L1的另一端連接負載電感二L2與負載電容C1之間，電感四L4的另一端作為輸出端out。電感一L1與電感L2之間還連接晶體管二H2的集電極。電感二L2與電感三L3之間還通過串聯(lián)的電容二C2和寄生電感二LP2接地。電感三L3和電感四L4之間還通過串聯(lián)的電容三C3和寄生電感三LP3接地。輸出端out還通過串聯(lián)的電容四C4和寄生電感四LP4接地。

圖1所示的輸出匹配網(wǎng)絡用來將50歐姆的阻抗轉化成2至3歐姆的阻抗提供給放大電路。該匹配網(wǎng)絡中采用了三級低通濾波(low pass filter)結構，電感二L2與電容二C2和寄生電感二LP2構成了第一級LC低通濾波器，電感三L3與電容三C3和寄生電感三LP3構成了第二級LC低通濾波器，電感四L4與電容四C4和寄生電感四LP4構成了第三級LC低通濾波器。這個三級低通濾波結構通過選取各元件參數(shù)來設置各自的諧振頻率，可用來抑制特定頻率的諧波及高頻分量，例如用來抑制二次諧波、三次諧波等。

圖1所示的輸出匹配網(wǎng)絡在制造時，放大電路通常采用半導體芯片，晶體管制造在芯片上，電容五C5可以是片上電容。芯片裝配在基板(laminate)上，基板是一種印刷電路板。芯片與基板的電性連接通常是由打線接合(wire bongding)工藝制造的金屬連線實現(xiàn)的。兩個負載電感以及匹配網(wǎng)絡中的電感一L1至電感三L3通常是由基板中的金屬線實現(xiàn)的，電感四L4由于電感值較大通常采用表面貼裝器件(SMD，surfacemount device)的電感。負載電容C1以及匹配網(wǎng)絡中的電容二C2至電容四C4通常也是采用表面貼裝器件的電容。表 面貼裝器件采用表面安裝技術(SMT，surfacemount technology)裝配在基板上。寄生電感二LP2至寄生電感四LP4的感值較小，通常是由基板上的過孔(via，vertical interconnect access)實現(xiàn)的。在印刷電路板中，過孔用來電學連接不同層的電路，其自身也具有寄生電感。

圖1所示的輸出匹配網(wǎng)絡仍然具有窄帶特性，如果應用于GSM射頻功率放大器，需要在兩個通道內均設置圖1所示的輸出匹配網(wǎng)絡。這就意味著雙倍的硬件成本，并占用雙倍的基板面積。此外，表面貼裝器件的電感、電容不夠精確，很容易使輸出匹配網(wǎng)絡偏離原本設計的2至3歐姆阻抗的目標。

現(xiàn)有的射頻功率放大器也有采用變壓器作為輸出匹配網(wǎng)絡的。

申請公布號為CN101741326A、申請公布日為2010年6月16日的中國發(fā)明專利申請《RF功率放大器》中，記載了采用變壓器作為功率放大晶體管和負載之間的阻抗匹配電路。

申請公布號為CN101951232A、申請公布日為2011年1月19日的中國發(fā)明專利申請《射頻功率放大器》中，記載了采用變壓器來完成射頻功率放大器的輸出匹配。

申請公布號為CN102142819A、申請公布日為2011年8月3日的中國發(fā)明專利申請《基于變壓器的射頻功率放大器》中，記載了采用變壓器實現(xiàn)射頻功率放大器的輸出端的阻抗匹配。

在射頻功率放大器中使用變壓器作為阻抗匹配電路是常用手段，其優(yōu)點在于寬帶特性，即對較大頻率范圍內的電磁波信號具有較好的阻抗匹配效果。然而采用變壓器作為阻抗匹配電路也存在如下技術難題。

其一，采用變壓器匹配后的阻抗會隨著輸入信號的頻率變化而變化。阻抗(electrical impedance)是一個復數(shù)，包括實部和虛部。阻抗的虛部變化會影響射頻功率放大器的效率。因此采用變壓器作為阻抗匹配電路，只能在有限的頻段實現(xiàn)高效率，通常用于對功放效率要求不高的場合例如放大wifi信號。在GSM射頻功率放大器中，對效率要求非常高，要求在GSM低頻段和GSM高頻段都取得虛部小的阻抗?，F(xiàn)有的變壓器作為阻抗匹配網(wǎng)絡使用時，通常未考慮抑制阻抗虛部的需求。

其二，寬帶射頻功率放大器最嚴重的問題就是諧波干擾。在GSM射頻功率放大器中，對于高次諧波泄露的要求是小于-40dBm?，F(xiàn)有的變壓器作為阻抗匹配網(wǎng)絡使用時，很難達到這個要求。

技術實現(xiàn)要素：

本申請所要解決的技術問題是提供一種應用于GSM射頻功率放大器的多頻輸出匹配網(wǎng)絡，具有寬帶特性，對較大頻率范圍內的電磁波信號具有較好的阻抗匹配效果。

為解決上述技術問題，本申請?zhí)峁┑膽糜贕SM射頻功率放大器的多頻輸出匹配網(wǎng)絡包括一個變壓器。該變壓器的初級線圈采用一個具有中間抽頭的繞組，該中間抽頭連接工作電壓；初級線圈兩端作為輸出匹配網(wǎng)絡的一對差分輸入端，分別接收放大電路輸出的一對差分信號；該變壓器的次級線圈采用一個繞組，一端輸出的單端信號，另一端接地。

該變壓器的初級線圈還并聯(lián)一個LC諧振電路。

該變壓器的次級線圈的輸出端還連接一個LC低通濾波電路后作為輸出匹配網(wǎng)絡的單端輸出端。

上述輸出匹配網(wǎng)絡中，變壓器二用來將放大電路輸出的一對差分信號轉換為一個單端信號，同時進行阻抗匹配。LC諧振電路用來抑制諧波。LC低通濾波電路，用來濾除諧波及高頻分量。

本申請取得的技術效果是提供了一種應用于GSM射頻功率放大器的多頻輸出匹配網(wǎng)絡，可以在較寬頻率范圍內提供阻抗匹配，即支持多個頻段。所述輸出匹配網(wǎng)絡在GSM低頻段和GSM高頻段的阻抗都具有很小的虛部，因此在GSM低頻段和GSM高頻段都能取得很高的效率。所述輸出匹配網(wǎng)絡還具有良好的高次諧波抑制效果，能夠滿足GSM射頻功率放大器對諧波抑制的要求。

附圖說明

圖1是一種現(xiàn)有的射頻功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡的結構示意圖。

圖2是本申請?zhí)峁┑纳漕l功率放大器的多頻輸出匹配網(wǎng)絡的結構示意圖。

圖3是本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡的散射參數(shù)S21的仿真結果示意圖。

圖4是本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡的史密斯圖分析結果示意圖。

圖中附圖標記說明：in、in1、in2為信號輸入端；out為信號輸出端；LD1、LD2為負載電感；C1為負載電容；H1至H4為晶體管；L1至L4、L7為電感；C2至C7為電容；LP2至LP7為寄生電感；T1、T2為變壓器；L2A、L2B為變壓器二T2的初級線圈；L1A、L1B為變壓器二T2的次級線圈；VDD為工作電壓；RF_p、RF_n是級間匹配網(wǎng)絡輸出的一對差分信號；RFA_p、RFA_n是放大電路輸出的一對差分信號；RFAI是變壓器二T2輸出的一個單端信號。

具體實施方式

GSM信號的功率放大采用GMSK(Gaussian Filtered Minimum ShiftKeying，高斯濾波最小頻移鍵控)調制方式。這種調制方式要求射頻功率放大器的輸入信號具有恒定包絡(constant envelope)，不包含幅度變化，僅具有相位變化。隨后可通過RAMP信號控制輸出功率的大小。GMSK調制對射頻功率放大器的線性度要求很低，允許使用非線性功率放大器，但是在效率及諧波抑制方面具有較高要求。

正是由于GSM射頻功率放大器工作在飽和狀態(tài)(即輸入信號功率繼續(xù)增大，輸出功率保持不變不會增大)的特定要求，本申請?zhí)峁┝艘环N應用于GSM射頻功率放大器的多頻輸出匹配網(wǎng)絡，如圖2所示。為了清楚地描述電路功能，也示意性地表示出了級間匹配網(wǎng)絡和放大電路。

所述級間匹配電路主要包括一個變壓器，該變壓器一T1用來將一個單端信號(single ended signal)轉換為一對差分信號(differential signal)，同時進行阻抗匹配。變壓器一T1的初級線圈(primary winding)的兩端分別是兩個輸入端in1和in2，這兩個輸入端在任意時刻只有一個具有輸入信號，即互斥地提供輸入信號。例如，輸入端一in1作為GSM低頻段的信號輸入，輸入端二in2作為GSM高頻段的信號輸入。變壓器一T1的次級線圈(secondary winding)的兩端輸出一對差分信號RF_p和RF_n，作為放大電路的一對差分輸入。變壓器一T1是將當前時刻輸入的單端信號轉換為一對差分信號后輸出。

變壓器用來將交流電從一種電壓轉換為相同波形的另一種電壓，也可用來實現(xiàn)單端信號與差分信號的相互轉換以及阻抗匹配。采用變壓器將一個單端信號轉換為一對差分信號，例如是在初級線圈的兩端分別接收單端信號與接地，在次級線圈的兩端分別輸出一對差分信號。采用變壓器將一對差分信號轉換為一個單端信號，例如是在初級線圈的兩端分別接收一對差分信號，在次級線圈的兩端分別輸出單端信號與接地。不考慮轉換損耗(conversion loss)的話，變壓器的輸入功率與輸出功率相同。用變壓器實現(xiàn)阻抗匹配的原理是：變壓器的低電壓側具有低阻抗，因為低電壓側具有較少的線圈匝數(shù)；變壓器的高電壓側具有高阻抗，因為高電壓側具有較多的線圈匝數(shù)。

所述放大電路包括兩個晶體管，通常選用HBT，也可選用MOS管(金屬氧化物半導體場效應管，metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)、LDMOS(橫向擴散金屬氧化物半導體，laterally diffused metal oxide semiconductor)、HEMT(高電子遷移率晶體管，High-electron-mobility transistor)等具有放大作用的器件。晶體管三H3和晶體管四H4分別用來將一對差分信號RF_p和RF_n進行放大，得到一對放大后的差分信號RFA_p和RFA_n。晶體管三H3和晶體管四H4的基極分別接收級間匹配電路輸出的一對差分信號RF_p和RF_n。晶體管三H3和晶體管四H4的兩個發(fā)射極都接地，兩個漏極分別輸出一對放大后的差分信號RFA_p和RFA_n作為輸出匹配網(wǎng)絡的一對差分輸入。

所述輸出匹配網(wǎng)絡包括變壓器二T2、寄生電感五LP5、寄生電感六LP6、電容六C6、電容七C7、電感七L7和寄生電感七LP7。變壓器二T2用來將一對差分信號轉換為一個單端信號，同時進行阻抗匹配。變壓器二T2的初級線圈包含兩個繞組，繞組三L2A和繞組四L2B串聯(lián)，兩者中間還連接工作電壓VDD。變壓器T2的次級線圈也包含兩個繞組，繞組一L1A 和繞組二L1B串聯(lián)。具體實現(xiàn)時，變壓器二T2的初級線圈通常采用一個具有中間抽頭(center tap)的繞組，該中間抽頭連接工作電壓VDD。變壓器二T2的次級線圈通常采用一個繞組。圖3中將初級線圈、次級線圈分別表示為兩個繞組，只是一種示意。變壓器T2的初級線圈兩端作為輸出匹配網(wǎng)絡的一對差分輸入端，分別接收放大電路輸出的一對放大后的差分信號RFA_p和RFA_n。變壓器T2的次級線圈的一端輸出經(jīng)過阻抗匹配后的單端信號RFAI，另一端接地。與變壓器二T2的初級線圈相并聯(lián)的，是一條由串聯(lián)的寄生電感五LP5、電容六C6和寄生電感六LP6組成的支路。變壓器二T2的單端輸出端還連接電感七L7，電感七L7的另一端作為輸出匹配網(wǎng)絡的單端輸出端out。該輸出端out還通過串聯(lián)的電容七C7和寄生電感七LP7接地。

如前所述，GSM模式得到商業(yè)應用的有四個頻段，最終又可歸納為GSM低頻段和GSM高頻段。如果僅考慮上行頻率范圍，那么GSM低頻段是從824.2MHz到915.0MHz，GSM高頻段是從1710.2MHz到1909.8MHz，GSM高頻段的頻率范圍大致是GSM低頻段的兩倍。寄生電感五LP5、電容六C6和寄生電感六LP6相串聯(lián)組成了一條LC諧振電路，這一條LC諧振電路與變壓器二T2在諧振的時候可以簡化成LC并聯(lián)網(wǎng)絡,實現(xiàn)在特定頻率例如GSM低頻段上的阻抗變化。當頻率增加到GSM高頻段時，這個LC并聯(lián)網(wǎng)絡呈現(xiàn)一個容性。電感七L7、電容七C7和寄生電感七LP7組成了一個LC低通濾波電路，寄生電感七LP7的感值比較小可以在阻抗轉化上忽略，那么電感七L7和電容七C7可以等效成一條LC串聯(lián)電路，其在GSM低頻段上也實現(xiàn)了一個阻抗變化，然而在GSM高頻段上呈現(xiàn)一個感性。所述LC并聯(lián)網(wǎng)絡與LC串聯(lián)電路相組合，就可以實現(xiàn)在GSM高頻段上感性和容性的互相抵消，從而能實現(xiàn)在GSM低頻段和GSM高頻段同時實現(xiàn)阻抗變換，即在GSM低頻段和GSM高頻段都取得虛部小的阻抗。

GSM射頻功率放大器工作在飽和狀態(tài)，自動地具有高效率。應用于GSM射頻功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡如果呈現(xiàn)容性或感性，會帶來效率的降低。本申請?zhí)峁┑亩囝l輸出匹配網(wǎng)絡在GSM低頻段沒有呈現(xiàn)出容性或感性，在GSM高頻段又能使容性和感性相互抵消，從而獲得了GSM射頻功率放大器的高效率。

圖2所示的輸出匹配網(wǎng)絡中，變壓器二T2的初級線圈的匝數(shù)與次級線圈的匝數(shù)之比為1：n，其中n為自然數(shù)，因此變壓器二T2是用來將輸出端(例如天線)的高阻抗(例如50歐姆)變換為1/n的輸入端低阻抗提供給放大電路。變壓器二T2采用了差分結構，能夠在一定程度上抑制偶次諧波的產(chǎn)生，那么僅需要重點考慮奇次諧波的抑制。串聯(lián)的寄生電感五LP5、電容六C6以及寄生電感六LP6構成了LC諧振電路。通過選取各元件參數(shù)可以將這一LC諧振電路的諧振頻率設為GSM低頻段的三次諧波頻率，從而用來抑制GSM低頻段的三次諧波。而輸出端的電感七L7、電容七C7和寄生電感七LP7構成了LC低通濾波電路和一個LC諧振 網(wǎng)絡。通過選取各元件參數(shù)可以將其設置為用來抑制GSM低頻段的五次諧波及GSM高頻段的三次諧波以及其他高次諧波。這樣整個輸出匹配網(wǎng)絡在抑制諧波方面就可以取得良好的效果，從而有利于在較寬的頻率范圍內提供良好的阻抗匹配效果。

射頻功率放大器的飽和輸出功率(saturated output power)是工作電壓的平方除以負載阻抗。本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡采用差分結構，因此工作電壓是正常值的兩倍，在飽和輸出功率不變的前提下，負載阻抗就是正常值的4倍。以用于GSM射頻功率放大器為例，需要用兩個圖1所示的現(xiàn)有的輸出匹配網(wǎng)絡，分別設置在GSM低頻信號放大通道和GSM高頻信號放大通道。第一個輸出匹配網(wǎng)絡用來在GSM低頻段將50歐姆的阻抗轉化成2歐姆的阻抗提供給放大電路。第二個輸出匹配網(wǎng)絡用來在GSM高頻段將50歐姆的阻抗轉化成3歐姆的阻抗提供給放大電路。本申請?zhí)峁┑牟罘纸Y構的輸出匹配網(wǎng)絡僅需使用一個，設置在單通道中，就可將50歐姆的阻抗轉化成8至12歐姆的阻抗提供給放大電路，具體來說是在GSM低頻段提供8歐姆的阻抗匹配，在GSM高頻段提供12歐姆的阻抗匹配。這樣本申請使用一個輸出匹配網(wǎng)絡就能滿足多個頻段的阻抗匹配需要。這樣設計的好處還有：即便有些元件的電感值、電容值不夠精確，也不易對輸出匹配網(wǎng)絡原本設計的8至12歐姆阻抗的目標造成干擾。

圖2所示的輸出匹配網(wǎng)絡在制造時，放大電路也是采用半導體芯片，晶體管制造在芯片上，芯片裝配在基板上，芯片與基板的電性連接通常是由打線接合工藝制造的金屬連線實現(xiàn)的。輸出匹配網(wǎng)絡中的電容六C6優(yōu)選地是片上電容集成在放大電路芯片上，此時電容六C6與輸出匹配網(wǎng)絡之間通過兩根打線接合工藝制造的金屬連線實現(xiàn)電性連接，這兩根金屬連線具有的寄生電感就分別是寄生電感五LP5和寄生電感六LP6。電容七C7例如采用表面貼裝器件的電容。寄生電感七LP7的感值較小，可以由基板上的過孔實現(xiàn)。在圖3所示的整個電路中，所有電感(含繞組)都是由基板中的金屬線實現(xiàn)的，不會使用表面貼裝器件的電感。顯然，與圖2所示的整個電路相比，圖3所示的電路極大地減少了表面貼裝器件的使用，這不僅降低了成本，減小了占用基板的面積，而且避免了表面貼裝器件的不夠精確而帶來了阻抗匹配效果的偏差。

或者，寄生電感LP5、電容六C6和寄生電感LP6也可采用表面貼裝器件的電感、電容實現(xiàn)，此時稱為寄生電感可能有些名不副實，但的確是一種可替換的實現(xiàn)方式。

本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡在進行散射參數(shù)仿真時，是將其作為二端口網(wǎng)絡(two port network)。散射參數(shù)(Scattering parameters，也稱S參數(shù)，S-parameters)著重于分析各端口的入射波及反射波，特別適用于特高頻(Ultra high frequency，UHF)信號、微波信號等。假設f0為900MHz，f1為1800MHz，它們分別是GSM低頻段、GSM高頻段的示例頻 率。通過設置各元件的參數(shù)(電感值和/或電容值)，使得由繞組五L3A、電容六C6和繞組六L3B構成的LC諧振電路的諧振頻率設為3f0，還使得由電感七L7、電容七C7和寄生電感七LP7構成的LC低通濾波電路的截止頻率設為5f0。

請參閱圖3，這是對圖2所示的輸出匹配網(wǎng)絡的散射參數(shù)仿真結果。圖3中的橫坐標為頻率，縱坐標為S21。S21是散射參數(shù)中的一個，表示正向電壓增益(forward voltage gain)。在f0頻率處，損耗<1dB。在f1頻率處，損耗<1.5dB。這兩個頻率處僅具有極小的損耗表明該輸出匹配網(wǎng)絡不會影響正常工作頻率范圍內的信號。在3f0頻率處，損耗>60dB。在5f0頻率處，損耗>100dB。根據(jù)圖3中的曲線走勢，對于3f1頻率處應該也有不錯的增益抑制效果。這三個頻率處具有較大的損耗表明該輸出匹配網(wǎng)絡對不希望出現(xiàn)的奇數(shù)次諧波能夠較好地抑制。而變壓器二T2采用了差分結構，能夠在一定程度上抑制偶次諧波的產(chǎn)生。

本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡在進行阻抗匹配分析時，是采用圖4所示的史密斯圖(Smithchart)。圖4中的曲線上的M1點表現(xiàn)的是f0頻率處，該點的阻抗值為7.9歐姆，虛部很小可以省略。圖4中的曲線上的M2點表現(xiàn)的是f1頻率處，該點的阻抗值為11.4歐姆，虛部很小也可省略。這表明本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡進行阻抗匹配后，在GSM低頻段和GSM高頻段的阻抗都取得了很小的、基本可以忽略的虛部。并且在寬帶范圍內得到的阻抗值較原本的2至3歐姆有了顯著提高，基本達到了8至12歐姆的設計目的，這可以有效地降低某些元件的精確程度不佳所帶來的不利影響。

以上僅為本申請的優(yōu)選實施例，并不用于限定本申請。對于本領域的技術人員來說，本申請可以有各種更改和變化。凡在本申請的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本申請的保護范圍之內。