本發(fā)明涉及一種模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-to-digitalconverter，adc)，更特別地，涉及一種具有帶通(bandpass)噪聲傳遞函數(shù)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器。

背景技術：

蜂窩通信對高數(shù)據(jù)速率的日益需求已使得載波聚合(carrieraggregation，ca)作為第三代合作伙伴項目(the3rdgenerationpartnershipproject，3gpp))長期演進(long-termevolution，lte)標準的一部分。載波聚合是一項將多個分量載波(componentcarrier，cc)分配給用戶設備(userdevice，ue)的技術，以增加可用于數(shù)據(jù)通信的帶寬，從而增加該設備的數(shù)據(jù)吞吐量(datathroughput)。每個分量載波的帶寬可介于1.4-20mhz之間，以及，根據(jù)先進的長期演進(lte-advanced，lte-a)標準，可以聚合多達5個分量載波來產(chǎn)生100mhz的最大聚合帶寬。在實踐中，支持載波聚合的大多數(shù)蜂窩服務運營商聚合兩個或最多三個分量載波，雖然預計將來若需要或期望更寬的帶寬，可能會聚合三個以上的分量載波。

對于選擇如lte標準和lte-a標準中所概述的分量載波及其用于載波聚合的帶寬，有幾種方案是可行的。如圖1a和圖1b所示，在帶內(nèi)(intra-band)連續(xù)(contiguous)方案中，位于同一工作頻帶(operatingfrequencyband)內(nèi)的多個連續(xù)的分量載波被聚合。在圖1a的例子中，同一工作頻帶(標識為帶7)中的兩個連續(xù)的載波(例如，第一分量載波的頻率范圍為2630mhz～2650mhz，第二載波的頻率范圍為2650mhz～2670mhz，其中，每一個載波具有20mhz帶寬)被聚合。圖1b示出了一種載波聚合方案，其中，在同一工作頻帶(標識為帶41)中的三個連續(xù)的20mhz帶寬的載波(例如，中心頻率分別為2520mhz、2540mhz、2560mhz)被聚合。

連續(xù)分量載波的帶內(nèi)載波聚合不總是可行的，具體取決于蜂窩服務運營商如何分配工作頻率。當連續(xù)分量載波不可行時，可以利用同一工作頻帶中非連續(xù)的分量載波進行載波聚合。圖1c示出了一種帶內(nèi)非連續(xù)(non-contiguous)載波聚合的例子，在該例子中，來自同一工作頻帶(標識為帶25)的兩個分量載波(例如，第一分量載波的中心頻率為1940mhz，第二分量載波的中心頻率為1980mhz)被利用。這兩個分量載波均為20mhz帶寬，但由于這兩個分量載波被20mhz的間隔分開，因此是非連續(xù)的。

另一載波聚合方案是要聚合來自不同工作頻帶的分量載波。圖1d示出了一種帶間(inter-band)非連續(xù)載波聚合的例子，在該例子中，同一工作頻帶(標識為帶2)中的兩個非連續(xù)的分量載波(如中心頻率分別為1940mhz、1980mhz)與不同工作頻帶(標識為帶13)中的第三分量載波(如中心頻率為751mhz)聚合。

圖1e和圖1f提供了帶間載波聚合方案的進一步例子，在這些例子中，不同工作頻帶中的分量載波被聚合。圖1e示出了兩個分量載波的聚合方案，其中，第一工作頻帶(標識為帶20，如中心頻率為800mhz)中的第一分量載波與第二工作頻帶(標識為帶8，如中心頻率為940mhz)中的第二分量載波聚合。圖1f示出了三個分量載波的聚合方案，其中，第一分量載波(標識為帶17，如中心頻率為739mhz)、第二分量載波(標識為帶2，如中心頻率為1940mhz)和第三分量載波(標識為帶wcs[30]，如中心頻率為2355mhz)被聚合，其中，每一個分量載波位于不同的工作頻帶中。

技術實現(xiàn)要素：

有鑒于此，本發(fā)明的目的之一在于提供一種xxx，以解決上述問題。

根據(jù)本發(fā)明的第一方面，本發(fā)明提供了一種帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器，用于在無線通信裝置的射頻接收電路中使用，所述帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器包括：第一噪聲整形逐次逼近寄存器電路，位于第一路徑中；以及第二噪聲整形逐次逼近寄存器電路，位于與所述第一路徑并行的第二路徑中，其中，所述第一噪聲整形逐次逼近寄存器電路和所述第二噪聲整形逐次逼近寄存器電路用于以特定采樣率交替采樣模擬輸入電壓并得到采樣輸出電壓，以及，對所述采樣輸出電壓進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，以提供數(shù)字輸出。

在一些實施例中，所述第一噪聲整形逐次逼近寄存器電路和所述第二噪聲整形逐次逼近寄存器電路中的每一個包括：電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器，用于接收所述采樣輸出電壓，以及，基于所述采樣輸出電壓產(chǎn)生主輸出電壓和殘余電壓；噪聲整形電路，用于對所述電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出的所述殘余電壓進行噪聲整形處理；以及比較器，用于接收所述主輸出電壓和所述噪聲整形電路的輸出，以產(chǎn)生比較信號，其中，所述比較信號為相應的噪聲逐次逼近寄存器電路對所述采樣輸出電壓進行模數(shù)轉(zhuǎn)換后的信號。

在一些實施例中，所述所述噪聲整形電路包括回路濾波器電路，所述回路濾波器電路包括：低通回路濾波器；第一混頻器，耦接在所述電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出所述殘余電壓的輸出端與所述低通回路濾波器的輸入之間，用于對所述殘余電壓進行斬波操作；以及第二混頻器，耦接在所述低通回路濾波器的輸出與所述比較器的輸入之間，用于對所述低通回路濾波器的輸出進行斬波操作。

在一些實施例中，所述噪聲整形電路還包括：放大器，耦接于所述電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出所述殘余電壓的輸出端與所述第一混頻器的輸入之間，用于放大所述電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出的所述殘余電壓；其中，所述第一混頻器用于對放大后的殘余電壓進行斬波操作。

在一些實施例中，所述第一混頻器和所述第二混頻器中的至少一個包括傳輸門開關。

在一些實施例中，所述放大器被配置為僅在所述殘余電壓被傳遞至所述回路濾波器電路的期間啟動。

在一些實施例中，所述第一噪聲整形逐次逼近寄存器電路和所述第二噪聲整形逐次逼近寄存器電路中的至少一個包括從所述比較器的輸出至所述電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器的反饋路徑。

在一些實施例中，所述比較器包括第一輸入端和第二輸入端，其中，所述比較器用于在所述第一輸入端上接收所述噪聲整形電路的輸出以及在所述第二輸入端上接收所述電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器的主輸出電壓。

在一些實施例中，所述帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器還包括：第一開關，位于所述第一噪聲整形逐次逼近寄存器電路的輸出上；以及第二開關，位于所述第二噪聲整形逐次逼近寄存器電路的輸出上；其中，所述第一開關和所述第二開關被配置為以所述特定采樣率交替采樣所述第一噪聲整形逐次逼近寄存器電路的輸出和所述第二噪聲整形逐次逼近寄存器電路的輸出，以通過組合所述第一開關的輸出和所述第二開關的輸出來產(chǎn)生所述數(shù)字輸出。

根據(jù)本發(fā)明的第二方面，本發(fā)明提供了一種接收電路，所述接收電路被配置為對輸入信號進行處理，所述輸入信號包括具有兩個分量載波的帶內(nèi)非連續(xù)載波聚合射頻信號。所述接收電路包括：本地振蕩器電路，用于下變頻所述輸入信號；低通濾波電路，耦接于所述本地振蕩器電路的輸出，用于對下變頻后的輸入信號進行濾波；帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路，耦接于所述低通濾波電路的輸出，以及，用于以采樣率至少對所述低通濾波電路的輸出進行采樣，所述采樣率正比于所述接收電路的中間頻率；以及數(shù)字電路，耦接于所述帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路的輸出，其中，所述數(shù)字電路用于在數(shù)字域中將所述帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路的輸出下變頻至基帶。

根據(jù)本發(fā)明的第三方面，本發(fā)明提供了一種接收電路，所述接收電路被配置為對輸入信號進行處理，所述輸入信號包括具有兩個分量載波的帶內(nèi)非連續(xù)載波聚合射頻信號。其中，所述接收電路包括：本地振蕩器電路，用于下變頻所述輸入信號；低通濾波電路，耦接于所述本地振蕩器電路的輸出，用于對下變頻后的輸入信號進行濾波；帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路，耦接于所述低通濾波電路的輸出，以及，用于以采樣率至少對所述低通濾波電路的輸出進行采樣，所述采樣率正比于所述接收電路的中間頻率；以及數(shù)字電路，耦接于所述帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路的輸出，其中，所述數(shù)字電路用于在數(shù)字域中將所述帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路的輸出下變頻至基帶；其中，所述帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路為如上所述的帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器。

根據(jù)本發(fā)明的第四方面，本發(fā)明提供了一種通信裝置，包括如上所述的接收電路。

根據(jù)本發(fā)明的第五方面，本發(fā)明提供了一種模數(shù)轉(zhuǎn)換方法，用于將模擬輸入電壓轉(zhuǎn)換為數(shù)字電壓，其中，所述方法包括以下步驟：將所述模擬輸入電壓交替采樣到第一電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器和第二電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器上；利用第一噪聲整形電路對所述第一電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器的殘余電壓進行處理，以產(chǎn)生第一噪聲整形信號；利用第二噪聲整形電路對所述第二電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器的殘余電壓進行處理，以產(chǎn)生第二噪聲整形信號；以及至少部分基于所述第一噪聲整形信號和所述第二噪聲整形信號輸出所述數(shù)字電壓。

在以上方案中，帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器包括兩條路徑，各路徑通過噪聲整形逐次逼近寄存器(ns-sar)電路來實現(xiàn)，取代了傳統(tǒng)帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的離散時間σδ調(diào)制器，具有降低功耗的優(yōu)點。

本領域技術人員在閱讀附圖所示優(yōu)選實施例的下述詳細描述之后，可以毫無疑義地理解本發(fā)明的這些目的及其它目的。

附圖說明

附圖并不旨在按比例繪制。在附圖中，各個附圖中示出的每個相同或近似相同的元件用相同的標號來表示。為了簡潔目的，并不是每個元件均標注在每個附圖中。在以下附圖中：

圖1a至圖1f示出了一些可用來在無線數(shù)據(jù)通信中提供增大的帶寬的載波聚合方案的例子；

圖2示出了一種射頻接收器架構的方塊圖，該射頻接收器架構具有兩條接收路徑，每一條接收路徑分別處理非連續(xù)帶內(nèi)載波聚合射頻信號中的分量載波信息；

圖3根據(jù)一些實施例示出了一種射頻接收器架構的另一方塊圖，該射頻接收器架構具有用于處理非連續(xù)帶內(nèi)載波聚合射頻信號中的多個分量載波的單個接收路徑；

圖4根據(jù)一別實施例示出了一種用于在圖3所示的接收器架構中使用的帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器的方塊圖。

具體實施方式

以下描述為本發(fā)明實施的較佳實施例，其僅用來例舉闡釋本發(fā)明的技術特征，而并非用來限制本發(fā)明的范疇。在通篇說明書及權利要求書當中使用了某些詞匯來指稱特定的元件，所屬領域技術人員應當理解，制造商可能會使用不同的名稱來稱呼同樣的元件。因此，本說明書及權利要求書并不以名稱的差異作為區(qū)別元件的方式，而是以元件在功能上的差異作為區(qū)別的基準。本發(fā)明中使用的術語“元件”、“系統(tǒng)”和“裝置”可以是與計算機相關的實體，其中，該計算機可以是硬件、軟件、或硬件和軟件的結合。在以下描述和權利要求書當中所提及的術語“包含”和“包括”為開放式用語，故應解釋成“包含，但不限定于…”的意思。此外，術語“耦接”意指間接或直接的電氣連接。因此，若文中描述一個裝置耦接于另一裝置，則代表該裝置可直接電氣連接于該另一裝置，或者透過其它裝置或連接手段間接地電氣連接至該另一裝置。

當前的無線通信標準包括，但不限于，lte，lte-a以及wifi，這些通信標準提供載波聚合方案，用以增加無線通信網(wǎng)絡上的節(jié)點(node)與連接到該無線通信網(wǎng)絡的無線通信裝置之間的數(shù)據(jù)通信的數(shù)據(jù)吞吐量。無線通信裝置中一些用于處理(process)載波聚合射頻(radiofrequency，rf)信號的傳統(tǒng)接收電路消耗大量功率和/或占用大量芯片面積。在實踐中，用以處理非連續(xù)帶內(nèi)載波聚合信號的接收電路(如圖1c所示的例子)常常利用專用接收路徑(dedicatedreceiverpath)來處理該聚合信號中的每一個分量載波。本發(fā)明的一些實施例涉及用于無線通信裝置的接收電路，該接收電路利用單個(single)接收路徑來處理帶內(nèi)非連續(xù)載波聚合射頻信號。

在非連續(xù)帶內(nèi)載波聚合中，被聚合的多個分量載波在頻譜中是不相鄰的，以及，甚至可能位于工作頻帶的相對端(oppositeend)。為了支持這樣的載波聚合方案，來自載波聚合射頻信號中的每一個分量載波的信息可由專用接收路徑處理，如圖2所示的例子。圖2所示的接收電路包括兩個零中頻(zerointermediatefrequency，zero-if)接收路徑，每一個零中頻接收路徑分別用來處理被聚合的帶內(nèi)非連續(xù)射頻(rf)信號中的這兩個分量載波中的其中一個分量載波的信息。

在圖2的上部接收路徑中，射頻(rf)信號被低噪聲放大器(low-noiseamplifier)210放大。然后，經(jīng)放大后的射頻信號被本地振蕩器電路(localoscillatorcircuitry)212下變頻(downconvert)至基帶(baseband)。本地振蕩器電路212利用兩個混頻器(mixer)下變頻該放大后的射頻信號，其中，這兩個混頻器被聚合的射頻信號中的兩個分量載波的第一分量載波的中心頻率(ωrf1)控制。本地振蕩器電路212的輸出被提供給一對低通濾波器(lowpassfilter，lpf)214，以及，還被兩個基帶模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)216進一步處理，以將低通濾波器214輸出的模擬電壓轉(zhuǎn)換為數(shù)字電壓輸出，該數(shù)字電壓(如i1和q1)用于表示第一分量載波帶寬中的信息，相應地，在圖2所示的下部接收路徑中，數(shù)字電壓(如i2和q2)用于表示第二分量載波帶寬中的信息，其中第一分量載波和第二分量載波為被聚合的射頻信號中的兩個分量載波。

圖2所示接收電路中的下部接收路徑包括如上部接收路徑的相同電路，利用本地振蕩頻率(ωrf2)將該放大后的射頻信號下變頻為基帶，本地振蕩頻率(ωrf2)對應于被聚合的射頻信號中的第二分量載波的中心頻率?？梢姡瑘D2所示的接收電路包括兩個接收路徑，每一個接收路徑包括它自己的本地振蕩器電路和兩個基帶模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)。然而，圖2所示的接收電路消耗相當大的功率，且需要較大的芯片面積。在本發(fā)明中，一些實施例涉及用于處理帶內(nèi)非連續(xù)載波聚合射頻信號的接收電路，該接收電路與處理此射頻信號的傳統(tǒng)接收電路相比，能夠提供低功率操作，和/或具有較少的芯片面積。

圖3根據(jù)一些實施例示出了用于無線通信裝置390的接收電路300，接收電路300用于處理帶內(nèi)非連續(xù)載波聚合射頻信號。在接收電路300中，射頻信號srf是輸入(即接收電路300的前端接收寬帶射頻信號)，且該射頻信號srf被低噪聲放大器(low-noiseamplifier)312放大。盡管圖3中的低噪聲放大器312被顯示為單個放大器，但應當理解的是，低噪聲放大器312可以以任何合適的方式來實現(xiàn)，以在輸入的射頻信號srf被接收電路300處理之前對該輸入的射頻信號srf提供期望的放大。

低噪聲放大器312的輸出分別被本地振蕩器電路(localoscillatorcircuitry)314中的一對混頻器采樣，其中，該對混頻器利用單個的本地振蕩頻率(ωrf)，但相位相差90°(例如，其中一個本地振蕩信號為cos(ωrft)，而另一個本地振蕩信號為sin(ωrft))，該本地振蕩頻率(ωrf)被設置為該輸入的射頻信號srf中的兩個分量載波的中心頻率(如圖3中所標注的ωrf1和ωrf2)之間的中間點(midpoint)所對應的頻率(如圖3中所標注的ωrf，即ωrf＝(ωrf1+ωrf2)/2。請一并參考圖2和圖3，可知，圖3所示的單個的接收路徑架構消除了圖2所示電路中的兩個接收路徑中的其中一個接收路徑，也無需設計兩個本地振蕩器電路，從而，能夠減少了接收電路消耗的功率，并提供占有較少芯片面積的接收電路。

從本地振蕩器電路314輸出的已解調(diào)信號(demodulatedsignal)分別被一對低通濾波器316濾波，隨后該對低通濾波器316的輸出信號分別被一對帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器(bandpassanalogtodigitalconverter，bpadc)318進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，即將該對低通濾波器316輸出的模擬信號分別轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。該對帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318分別以采樣率(samplingrate)fs數(shù)字化該對低通濾波器316輸出的模擬信號，其中，采樣率fs正比于接收器(如接收電路300)的中間頻率(if)。舉例來說，在一些實施例中，帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318的采樣率fs可被設置為if*4。在一些替代實施例中，低通濾波器316和帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318可以被帶通濾波器和寬帶(wideband)模數(shù)轉(zhuǎn)換器所替換，以提供可以被數(shù)字中頻電路進一步處理的數(shù)字輸出。

基于帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318輸出的數(shù)字信號，利用數(shù)字中頻電路320在數(shù)字域中將該數(shù)字信號最終下變頻為基帶信號。如圖3所示，數(shù)字中頻電路320包括已被時鐘處理(clockedtoprocess)的混頻器322、324、326和328(例如，混頻器322和326分別在不同時刻將數(shù)字信號1,0,-1,0與帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318輸出的數(shù)字信號相乘，以實現(xiàn)混頻；而混頻器324和328分別在相應地不同時刻將數(shù)字信號0,1,0,-1與帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318輸出的數(shù)字信號相乘)，以在特定時刻將帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318的輸出提供至整合組件(integratingelement)330、332、334和336。整合組件整合混頻器的輸出，以提供每個分量載波的數(shù)字輸出。例如，整合組件330整合(如執(zhí)行加法操作)混頻器322和328的輸出，以提供第一分量載波的第一同相信號(如i1)；整合組件332整合(如執(zhí)行加法操作)混頻器324和326的輸出，以提供第一分量載波的第一正交信號(如q1)；整合組件334整合(如執(zhí)行減法操作)混頻器324和326的輸出，以提供第二分量載波的第二同相信號(如q2)；整合組件336整合(如執(zhí)行加法操作)混頻器322和328的輸出，以提供第二分量載波的第二正交信號(如i2)。本發(fā)明實施例通過將接收路徑的數(shù)量從2個減少為1個，以及利用數(shù)字中頻電路320在數(shù)字域中執(zhí)行下變頻部分，從而，相較于傳統(tǒng)的接收電路(如結合圖2所描述的例子)，本發(fā)明的一些實施例通過消除整個的本地振蕩器路徑和基帶模數(shù)轉(zhuǎn)換器對，達到了節(jié)省功率和芯片面積的目的。

如結合圖3所討論的，接收電路300包括一對帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器(bpadc)318，該對帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318用以采樣模擬輸入電壓并將模擬輸入電壓轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸出電壓，其中，該數(shù)字輸出電壓被數(shù)字中頻電路320進一步處理。通常，在無線通信裝置的接收電路中所使用的傳統(tǒng)帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器架構包括離散時間σδ調(diào)制器(deltasigmamodulator，dsm)，該離散時間σδ調(diào)制器消耗大量的功率。一些具有適用于lte的帶寬(例如，10mhz-25mhz)的σδ調(diào)制器包括高通(high-pass)回路濾波器(loopfilter)。被包括在離散時間σδ調(diào)制器中的高通回路濾波器使用大量的功率，特別是對于寬信號帶寬，以及，該高通回路濾波器具有的中心頻率僅能通過調(diào)節(jié)回路濾波器的系數(shù)來調(diào)整。舉例來說，一些離散時間σδ調(diào)制器通過在中心頻率(centerfrequency)fc上對低通濾波器的輸入和輸出反相(invert)或“斬波”(chopping)來實現(xiàn)高通回路濾波器，以實現(xiàn)期望的高通響應。然而，當高通回路濾波器在離散時間σδ調(diào)制器中實現(xiàn)時，這樣的架構通常需要在σδ調(diào)制器的輸入上具有高線性度的開關及相關的時鐘，這導致了更多的功率使用。下面將更詳細地討論，本發(fā)明的一些實施例涉及帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路，其中，在低通濾波器的輸入和輸出上包括斬波器(chopper)的濾波元件被設置在該帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路中，以在離散時間σδ調(diào)制器的輸入上實現(xiàn)時允許使用簡單的開關，該簡單的開關消耗較少的功率，且不具有線性度的限制。

本發(fā)明的一些實施例涉及帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路，該帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路包括(incorporate)噪聲整形逐次逼近寄存器(noise-shapingsuccessiveapproximationregister，ns-sar)電路，噪聲整形逐次逼近寄存器ns-sar電路比傳統(tǒng)帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路中的離散時間dsm的耗能更低。在實踐中，一些實施例涉及一種利用兩條路徑架構的時鐘可調(diào)的帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其中，每條路徑包括噪聲整形逐次逼近寄存器(ns-sar)電路(該ns-sar電路取代了傳統(tǒng)帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器架構中的σδ調(diào)制器)，分別位于并行的第一路徑和第二路徑中，其中，位于第一路徑中的第一噪聲整形逐次逼近寄存器電路和位于第二路徑中的第二噪聲整形逐次逼近寄存器電路用于以特定采樣率(如圖4所標注的fs/2)交替采樣(alternatelysample)模擬輸入電壓(如圖4所示的vin)并得到采樣輸出電壓，以及，分別對采樣輸出電壓進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，以給所述模擬輸入電壓提供具有帶通噪聲傳遞函數(shù)的數(shù)字輸出。在圖4所示的帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318中，每一個噪聲整形逐次逼近寄存器電路能夠提供期望的帶通噪聲傳遞函數(shù)，具有噪聲整形功能。

圖4根據(jù)一些實施例示出了可用于圖3所示接收電路300中的帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318的一種電路的示例。如上結合圖3所討論的，帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318接收模擬輸入電壓vin，模擬輸入電壓vin為低通濾波器316的輸出。該模擬輸入信號(如模擬電壓vin)分別被一對開關410以時間交錯(time-interleaved)的方式采樣(即交替采樣，如在圖4所示的兩條路徑的架構中，頻率相同(均為fs/2)，而相位差180°(如圖4中的φ1與φ2的相位相差180°，以提供輸入給該模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路(即帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318)的兩條路徑中的每一條路徑。該模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路的過采樣率(oversamplingratio，osr)被定義為fs/(2*bw)，以及該過采樣率根據(jù)接收器(即接收電路300)的中間頻率(此處也稱之為中心頻率fc)變化，其中，fs為帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器318的采樣率，bw為模擬輸入電壓vin的帶寬。根據(jù)關系fc＝abs(ωrf-ω1)，中心頻率fc與本地振蕩頻率ωrf有關，其中，ωrf位于兩個分量載波的頻率之間，特別地，ωrf等于兩個分量載波的頻率之間的中間點所對應的頻率，以及，ω1為其中一個分量載波的頻率(如ωrf1或ωrf2)。為了通過調(diào)節(jié)采樣率fs來精確地調(diào)諧中心頻率fc，因此，圖4所示的兩條路徑的架構中的中心頻率fc被固定為采樣率fs的四分之一(即fc＝fs/4)。從而，利用圖4所示的架構，可以通過調(diào)節(jié)采樣率fs來精確地調(diào)整中心頻率fc。

兩條路徑的架構中的每一條路徑包括電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器(capacitordigitaltoanalogconverter，c-dac)，利用一對開關410分別以fs/2的采樣率采樣模擬輸入信號vin，從而將模擬輸入信號交替地(alternately)采樣到模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路的每一條路徑中(如圖4所示，模擬輸入信號vin被采樣到電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器412上)。在一些實施例中，c-dac可被實現(xiàn)為10位異步(asynchronous)頂板(top-plate)采樣逐次逼近寄存器(sar)。可選的，可以使用其它的sar架構(如同步(synchronous)底板(bottomplate)采樣的sar架構)，以及，本實施例在這方面不做限制。sar算法(在本領域中是公知的)可以在將模擬輸入電壓采樣到c-dac上之后執(zhí)行。如圖4所示，每個c-dac提供兩個輸出，這兩個輸出包括主輸出電壓和殘余電壓(residuevoltage)，殘余電壓表示sar轉(zhuǎn)換周期結束之后的量化誤差。主輸出電壓耦接于比較器422的第一端，而殘余電壓被噪聲整形(noise-shaping)電路處理，該噪聲整形電路包括混頻器416、420以及低通濾波器418，更多細節(jié)如以下描述。

噪聲整形電路設置在圖4所示的帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路318的每一條路徑中?；谠撛肼曊坞娐?，帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路318能夠提供一個帶通噪聲傳遞函數(shù)，該帶通噪聲傳遞函數(shù)用于減少感興趣的頻率范圍內(nèi)的量化噪聲。在本發(fā)明實施例中，利用放大器414(如低增益放大器，圖4中將放大器414標注為“g”)通過將c-dac輸出的殘余電壓放大增益因子g，可以至少部分減少噪聲整形電路引起的熱(kt/c)噪聲。對于圖4所示的兩條路徑的架構，量化噪聲在頻率fs/4上是最小的。因此，在一些實施例中，中心頻率fc可被設置為fs/4，以最小化此頻率上的量化噪聲，從而為帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路提供最佳的信噪比(signal-to-noiseratio)。

放大器414的使用還具有其它的優(yōu)勢，這些優(yōu)勢包括但不限于，低功耗。舉例來說，放大器414只需要在c-adc輸出的殘余電壓被傳遞到噪聲整形電路時啟動(poweredon)。因此，該放大器在大多數(shù)時間下可以保持關閉(powereddown)，從而大大地節(jié)省功率。在一些實施例中，放大器414被實現(xiàn)為簡單的電阻性負載差分對(resistivelyloadeddifferentialpair)。然而，應當理解的是，也可以利用其它類型的低增益放大器架構，本實施例在這方面不做限制。

放大器414的輸出被提供給混頻器416(或者，可稱為斬波器)，混頻器416以fs/2的速率對放大器414輸出的電壓進行“斬波”，如分別在不同時刻將數(shù)字信號+1、-1與放大器414輸出的電壓相乘。混頻器416的輸出被傳送到低通回路濾波器418，低通回路濾波器418的輸出被混頻器420再次斬波。在低通濾波器418的輸入和輸出上的混頻器416和420的插入(insertion)可以將低通響應轉(zhuǎn)換為帶通響應。如以上所討論的，對ns-sar路徑內(nèi)部的濾波電路的安排具有一些優(yōu)勢，這些優(yōu)勢是在該濾波電路被設置在離散dsm的輸入上時不能實現(xiàn)的。舉例來說，在一些實施例中，帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路318中的每一個混頻器(如416、420)可通過傳輸門開關(transmissiongateswitch)來實現(xiàn)。由于c-dac輸出的殘余電壓相對較小，因此，給這些混頻器使用的開關不需要如該開關被實現(xiàn)在離散時間dsm時的情形一樣的精確線性度。

如以上所討論的，混頻器420輸出的信號被提供給比較器422的第一輸入端(例如，負輸入端)，而c-dac輸出的主輸出電壓被提供給比較器422的第二輸入端(例如，正輸入端)，比較器422分別對第一輸入端和第二輸入端上的輸入信號進行比較，以產(chǎn)生比較信號。在一些實施例中，比較器422可由雙尾感應放大動態(tài)比較器(double-tailsense-ampdynamiccomparator)來實現(xiàn)。

如圖4所示，比較器422的輸出被反饋至電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器(c-dac)412，以用于電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器(c-dac)412的正常操作，例如，電容式數(shù)模轉(zhuǎn)換器(c-dac)412可根據(jù)比較器412的反饋信號來選擇性地決定電容耦接于參考電壓vr還是接地電壓gnd。為了提高功率效率，將c-dac的尺寸減小為熱(kt/c)噪聲要求所設定的基礎水平是可取的。在兩條路徑的每一條路徑中，利用開關424，以fs/2的速率交替采樣比較器422的輸出，從而通過整合比較器422的輸出，可以提供具有期望的帶通噪聲傳遞函數(shù)特性的數(shù)字輸出dout。

通過將斬波操作從adc的輸入移至c-dac的殘余電壓，其中，該殘余電壓較小，不需要高線性度的開關，結合圖4所描述的帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路實現(xiàn)了具有較低的過采樣率(osr)的寬帶寬響應，帶來了整體的低功率操作。

盡管此處描述的帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路已被描述為在接收電路中使用，用于處理僅具有兩個分量載波的帶內(nèi)非連續(xù)載波聚合射頻信號(例如，見圖1c)但應當理解的是，此處描述的該帶通模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路也可以用在處理其他類型的載波聚合射頻信號的接收電路中。舉例來說，在圖1d所示的載波聚合方案中，三個分量載波(兩個帶內(nèi)分量載波和一個帶間分量載波)被聚合，此處描述的實施例可用來處理這兩個帶內(nèi)分量載波，而利用其它電路來處理其它的載波。

可以單獨使用、組合使用本文描述的裝置和技術的各個方面，或者，在前面的描述中所描述的實施例中未具體討論的多種安排，因此，其申請并不限于前面的描述中所規(guī)定的或附圖中所示的元件的細節(jié)和安排。舉例來說，在一個實施例中描述的方面可以以任何方式與其它實施例中所描述的方面相結合。

在權利要求中以修改權利要求組件的序數(shù)詞的使用(諸如“第一”、“第二”、“第三”等)本身并不意味著任何的優(yōu)先級、優(yōu)先，或者一個權利要求組件在另一個權利要求組件之上，或者所執(zhí)行的方法的動作的時間順序，但只用作標記，以將具有特定名稱的一權利要求組件與具有相同名稱的另一組件(但使用序數(shù)詞)區(qū)分開來，從而區(qū)分權利要求組件。

此外，本文使用的措辭和術語是為了描述的目的，而不應當被視為限制。本文的“包含”、“包括”，或“具有”、“含有”，“涉及”及其變體的使用旨在包括其后列出的項目及其等效物以及附加項目。舉例來說，記載為“包含”、“包含”或“具有”、“含有”、“涉及”一特定材料的裝置、結構、設備、層或區(qū)域意指至少包括所列的該材料以及可以存在的任何其它的組件或材料。