本發(fā)明涉及模擬電路技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種線性電流槽。

背景技術(shù)：

傳統(tǒng)線性電流槽的有如下一些基本形式，(1)單端采樣反饋的電流閉環(huán)控制模式，(2)差分采樣反饋與合成控制器模式。

單端采樣反饋模式的線性電流槽，如附圖1所示，運(yùn)算放大器A1測量采樣電阻R_sense對地電壓V_sense，換算成輸出的源極電流I_supply，然后進(jìn)行閉環(huán)控制，使之與參考電壓V_reference呈正比。但是由于采用的是單端電壓反饋結(jié)構(gòu)，主功率電路的參考地PGND和反饋控制電路的參考地AGND之間的瞬時電勢差，會引入干擾，造成穩(wěn)定性和精度的問題。

如附圖2所示為差分采樣與合成控制器模式的線性電流槽。通過對電流采樣電阻R_sense上電壓的差分采樣(V_sense+-V_sense-)，能夠減少兩個參考地之間電勢差的影響。如附圖2所示的傳統(tǒng)的差分采樣電路及合成控制器模式電流槽中，電流采樣電路和合成控制電路是分立的；首先，電流采樣電路A1輸出與當(dāng)前電流I_supply呈比例的電壓V_S；然后V_S通過有積分型控制功能的合成控制器A2使之與參考電壓Vr相等，以此達(dá)到閉環(huán)控制的目的。該方案的直流穩(wěn)態(tài)計算方法簡單，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)清晰，適合于大多數(shù)低速應(yīng)用環(huán)境。但是，該結(jié)構(gòu)會帶來兩個問題：參考電壓不是差分輸入，在大功率多路并聯(lián)運(yùn)行時，各路參考地之間的電勢差會引起參考電壓的誤差；由于合成控制器獨(dú)有的結(jié)構(gòu)問題，會引入?yún)⒖茧妷呵梆仚C(jī)制，導(dǎo)致在高頻(高電流斜率)應(yīng)用中會帶來一些問題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明提出了一種線性電流槽設(shè)計方案，采用雙差分電流采樣與獨(dú)立閉環(huán)控制器結(jié)構(gòu)，能夠大幅提高控制精度和高動態(tài)響應(yīng)，并且降低多機(jī)并聯(lián)時的受干擾程度。

為達(dá)上述目的，本發(fā)明通過以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)：

一種高精度高斜率線性電流槽，包括：主功率回路、電流差分采樣及參考求差電路、閉環(huán)反饋控制及驅(qū)動電路；所述主功率回路由開關(guān)管和電流采樣電阻R_sense構(gòu)成，所述電流采樣電阻R_sense將電流Is轉(zhuǎn)化成為電壓V_sense+-V_sense-，輸入到所述電流差分采樣及參考求差電路；所述電流采樣及求差電路由運(yùn)算放大器A1以及周圍電阻構(gòu)成，采樣電壓V_sense和參考電壓V_reference都輸入至運(yùn)算放大器A1，生成表示誤差量的電壓V_diff，三者的比例關(guān)系由電阻的比例決定；V_sense+和V_reference+輸入運(yùn)算放大器A1的一個輸入端，V_sense-和V_reference-輸入到運(yùn)算放大器A1的另一個輸入端；所述電壓V_diff輸入到所述閉環(huán)反饋控制及驅(qū)動電路；所述閉環(huán)反饋控制及驅(qū)動電路由運(yùn)算放大器A2以及周圍電阻電容構(gòu)成，所述閉環(huán)反饋控制及驅(qū)動電路的輸出電壓作為主功率電流Is最直接的控制量。

進(jìn)一步地，所述開關(guān)管為低導(dǎo)納的MOSFET或者低倍數(shù)功率三極管。

進(jìn)一步的，所述主功率回路中，MOSFET的源極與電阻R_sense的一端相連，電阻R_sense的另一端與主功率回路的參考地PGND相連，MOSFET的漏極作為線性電流槽的一個輸入端口，而參考地PGND作為線性電流槽的另一個輸入端口；MOSFET的門極電壓Vg作為主功率電流Is最直接的控制量，由閉環(huán)反饋控制及驅(qū)動電路提供。

進(jìn)一步地，所述電流采樣及求差電路中，放大器A1輸入端1與電阻R_a1的一端相連，電阻R_a1的另一端與MOSFET的源極相連，采樣V_sense+，放大器A1輸入端1與電阻R_c1的一端相連，電阻R_c1的另一端與V_reference+相連，電阻R_b1的一端與放大器A1輸出端相連，電阻R_b1的另一端與放大器A1輸入端1相連。放大器A1輸入端2與電阻R_a2的一端相連，電阻R_a2的另一端與參考地PGND相連，采樣V_sense-。放大器A1輸入端2與電阻R_c2的一端相連，電阻R_c2的另一端與V_reference-相連，電阻R_b2的一端與放大器A1輸入端2相連相連，電阻R_b2的另一端接地AGND。

進(jìn)一步地，所述閉環(huán)反饋控制及驅(qū)動電路中，運(yùn)算放大器A2的輸入端1通過電路R_con與電流采樣及求差電路的輸出端相連，運(yùn)算放大器A2的輸入端2接地，運(yùn)算放大器A2的輸出端通過電阻R_gate與MOSFET的門極相連。在運(yùn)算放大器A2的輸入端1與運(yùn)算放大器A2的輸出端之間串接電阻R_con2和電容C_con，電阻R_con2的一端與運(yùn)算放大器A2的輸入端1相連，電阻R_con2的另一端與電容C_con的一端相連，電容C_con的另一端與運(yùn)算放大器A2的輸出端相連。

進(jìn)一步地，所述運(yùn)算放大器A2需要有較大的輸出電流能夠保證驅(qū)動MOSFET的門極寄生電容。

進(jìn)一步地，通過多個線性電流槽電路并聯(lián)進(jìn)行功率擴(kuò)展。

本發(fā)明的有益效果是：本發(fā)明提出的方案，改進(jìn)了閉環(huán)控制電路的電路結(jié)構(gòu)。首先將電流采樣放大以及反饋電壓與參考電壓求差這一過程合成到了一個運(yùn)算放大器中；當(dāng)源極電流與參考電壓呈所設(shè)定的比例關(guān)系時，輸出電壓為零。這一改變將閉環(huán)控制器與求差的電路獨(dú)立開，能夠避免參考電壓前饋的問題，有利于高電流斜率的應(yīng)用。其次將參考電壓的輸入也改進(jìn)成為差分模式，更加有利于大功率應(yīng)用下的多路并聯(lián)。

附圖說明

圖1是現(xiàn)有技術(shù)中單端采樣反饋的電流閉環(huán)控制模式的線性電流槽電路圖；

圖2是現(xiàn)有技術(shù)中差分采樣反饋與合成控制器模式的線性電流槽電路圖；

圖3是本發(fā)明的高精度高斜率線性電流槽電路圖。

具體實(shí)施方案

下面通過具體實(shí)施方式結(jié)合附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說明。

高精度高斜率電流槽，適用于模擬高頻率的電流型負(fù)載的行為，也可以用于構(gòu)建高動態(tài)響應(yīng)的電流源。相對于傳統(tǒng)的電流槽或者電流源，本發(fā)明提出的線性電流槽設(shè)計方案，采用雙差分電流采樣與獨(dú)立閉環(huán)控制器結(jié)構(gòu)能夠大幅提高控制精度和高動態(tài)響應(yīng)，并且降低多機(jī)并聯(lián)時的受干擾程度。

本發(fā)明提出的方案，如附圖3所示。電路包括三個主要組成部分：(1)由開關(guān)管和電流采樣電阻R_sense構(gòu)成的主功率回路；(2)由運(yùn)算放大器A1以及若干電阻構(gòu)成的電流差分采樣及參考求差電路；(3)由運(yùn)算放大器A2以及若干電阻電容構(gòu)成的閉環(huán)反饋控制及驅(qū)動電路；此外該電路可以通過并聯(lián)進(jìn)行功率擴(kuò)展。

(1)主功率回路由低導(dǎo)納的MOSFET(或者低倍數(shù)功率三極管，下文以MOSFET為例)和阻值較小的電流采樣電阻R_sense構(gòu)成。其中，MOSFET的源極(S)與電阻R_sense的一端相連，電阻R_sense的另一端與主功率回路的參考地PGND相連。MOSFET的漏極(D)作為線性電流槽的一個輸入端口，而參考地PGND作為線性電流槽的另一個輸入端口。主功率回路中MOSFET的門極(G)電壓Vg作為主功率電流Is最直接的控制量，由閉環(huán)反饋控制及驅(qū)動電路提供。主功率回路中的電流采樣電阻R_sense將電流Is轉(zhuǎn)化成為電壓(V_sense+-V_sense-)，輸入到電流差分采樣及參考求差電路中。

(2)電流采樣及求差電路，由運(yùn)算放大器A1以及若干電阻構(gòu)成。采樣電壓V_sense和參考電壓V_reference都輸入至運(yùn)算放大器A1，生成表示誤差量的電壓V_diff，三者的比例關(guān)系由電阻的比例決定。V_sense+和V_reference+輸入運(yùn)算放大器A1的一個輸入端，V_sense-和V_reference-輸入到運(yùn)算放大器A1的另一個輸入端。引入?yún)⒖茧妷篤_reference，將V_sense與V_reference求差這一過程合成到了一個運(yùn)算放大器中，使得差分輸入電路能夠有效抑制各個參考地不一致的問題。誤差電壓V_diff輸入閉環(huán)反饋控制及驅(qū)動電路的A2中。

具體地，放大器A1輸入端1與電阻R_a1的一端相連，電阻R_a1的另一端與MOSFET的源極相連，采樣V_sense+，放大器A1輸入端1與電阻R_c1的一端相連，電阻R_c1的另一端與V_reference+相連，電阻R_b1的一端與放大器A1輸出端相連，電阻R_b1的另一端與放大器A1輸入端1相連。放大器A1輸入端2與電阻R_a2的一端相連，電阻R_a2的另一端與參考地PGND相連，采樣V_sense-。放大器A1輸入端2與電阻R_c2的一端相連，電阻R_c2的另一端與V_reference-相連，電阻R_b2的一端與放大器A1輸入端2相連相連，電阻R_b2的另一端接地AGND。

(3)閉環(huán)反饋控制及驅(qū)動電路，由運(yùn)算放大器A2以及若干電阻電容構(gòu)成。輸入量為誤差電壓V_diff，輸出電壓為門極驅(qū)動電壓V_g。運(yùn)算放大器A2需要有較大的輸出電流能夠保證驅(qū)動MOSFET的門極寄生電容?？刂破鳛榱銟O點(diǎn)補(bǔ)償積分型控制器，可以消除閉環(huán)回路的穩(wěn)態(tài)誤差，而且使電路達(dá)到較高的帶寬，滿足高電流斜率的需求。

具體地，運(yùn)算放大器A2的輸入端1通過電路R_con與電流采樣及求差電路的輸出端相連，運(yùn)算放大器A2的輸入端2接地，運(yùn)算放大器A2的輸出端通過電阻R_gate與MOSFET的門極相連。在運(yùn)算放大器A2的輸入端1與運(yùn)算放大器A2的輸出端之間串接電阻R_con2和電容C_con，電阻R_con2的一端與運(yùn)算放大器A2的輸入端1相連，電阻R_con2的另一端與電容C_con的一端相連，電容C_con的另一端與運(yùn)算放大器A2的輸出端相連?？稍陔娮鑂_con的兩端并聯(lián)一個電容C_con3，起到增加反饋環(huán)節(jié)零點(diǎn)的作用。在串接的電阻R_con2和電容C_con的兩端并聯(lián)一個電容C_con2，起到增加反饋環(huán)節(jié)零點(diǎn)的作用。

電路在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時，由于積分型反饋控制的原因，誤差電壓V_diff為零，門極電壓V_g穩(wěn)定在一個可以使輸出電流Is滿足設(shè)定值的位置。此時參考電壓V_reference和電流采樣電壓Vs呈比例關(guān)系，因而也和輸出電流Is呈比例關(guān)系。因此可以通過V_reference實(shí)時控制電流槽的電流值Is。由于上述的高速閉環(huán)控制策略，可以達(dá)到高精度高斜率的電流槽。

以上內(nèi)容是結(jié)合具體的優(yōu)選實(shí)施方式對本發(fā)明所作的進(jìn)一步詳細(xì)說明，不能認(rèn)定本發(fā)明的具體實(shí)施只局限于這些說明。對于本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，還可以做出若干簡單推演或替換，都應(yīng)當(dāng)視為屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。