本發(fā)明涉及信號處理，尤其是一種多級噪聲整形數(shù)字Delta-Sigma調(diào)制器的外加擾動信號的添加方法。

背景技術(shù)：

在當(dāng)今的數(shù)字通信系統(tǒng)中，由于奈奎斯特采樣技術(shù)容易受到元件匹配、電路的非理想性以及大功率量化噪聲干擾等的影響，而逐漸被過采樣技術(shù)所取代。過采樣是指使用頻率遠高于奈奎斯特頻率的頻率對輸入信號進行采樣。由于量化比特的位數(shù)保持不變，故總的量化噪聲功率保持不變，但量化噪聲的功率由于采樣頻率的提高而分布到更多的頻點，因此相應(yīng)的信號帶內(nèi)的量化噪聲功率譜密度減小，進而提高通信系統(tǒng)的信噪比(SNR，Signal to Noise Ration)。但是，單獨使用過采樣技術(shù)對信噪比的性能提升并不是很明顯，所以，過采樣技術(shù)還常常結(jié)合噪聲整形技術(shù)一起使用。因此，同時具有過采樣和噪聲整形能力的DDSM(數(shù)字Delta-Sigma調(diào)制器，Digital Delta-Sigma Modulator)，被廣泛地應(yīng)用于當(dāng)今的無線通信系統(tǒng)中，以滿足飛速發(fā)展的通信系統(tǒng)對高帶寬、高速率和高分辨率等性能指標(biāo)的需求。

在過采樣頻率下，DDSM采樣高精度的輸入信號，輸出低精度的輸出信號。在該過程中，DDSM將低頻段的量化噪聲推移到高頻段，并且將有用的輸入信息保留在低頻帶，從而實現(xiàn)了高通特性的噪聲整形，最后高頻段的量化噪聲可以通過后面的低通濾波器濾除。高通濾波器的階數(shù)越高，噪聲整形特性越好，但是對于單環(huán)結(jié)構(gòu)的DDSM，當(dāng)調(diào)制器的階數(shù)變高后，系統(tǒng)變得越來越不穩(wěn)定。而多級噪聲整形結(jié)構(gòu)的DDSM由于具有極佳的系統(tǒng)穩(wěn)定性而受到研究者更多的青睞。

圖1是經(jīng)典的l階的MASH(MASH，Multi-stAge Noise Shapping)DDSM的電路框圖，由圖1可以看出經(jīng)典MASH DDSM由多個一階的誤差反饋調(diào)制器(EFM，Error Feedback Modulation)級聯(lián)構(gòu)成，前一級誤差反饋調(diào)制器把量化誤差信號傳入下一級誤差反饋調(diào)制器作為輸入，并且各級誤差反饋調(diào)制器都將輸出信號送入誤差消除邏輯(ECL，Error Cancellation Logic)電路中，以抵消中間級誤差反饋調(diào)制器的量化噪聲，從而使得輸出頻譜中只包含輸入信號和高階整形后的最后一級誤差反饋調(diào)制器的量化噪聲。

但是，由于DDSM是一個有限狀態(tài)機，在恒定輸入情況下，DDSM的輸出呈現(xiàn)出很強的周期性。更為糟糕的是其輸出周期的長度還嚴(yán)重受到輸入值和初始條件設(shè)置的影響。當(dāng)DDSM的輸入和初始條件設(shè)置不恰當(dāng)時，其輸出序列的周期變得很短，量化噪聲功率只能分布到極少數(shù)的頻點上，導(dǎo)致調(diào)制器的輸出頻譜出現(xiàn)明顯的大功率雜散成分，嚴(yán)重惡化了通信系統(tǒng)的輸出信噪比。

因此，為有效提高DDSM的輸出序列長度，業(yè)界提出了兩類主流的方法：確定性(Deterministic)法和隨機擾動(Dithering)法。其中確定性法通過改變調(diào)制器結(jié)構(gòu)或設(shè)置合理的寄存器初始值，來有效增加輸出序列的周期長度；而隨機擾動法通過外加隨機擾動信號給調(diào)制器，以打破調(diào)制器的輸出周期特性，從而有效延長輸出序列的周期長度。由于兩種方法各有優(yōu)劣，兩者都被廣泛應(yīng)用到實際應(yīng)用中。在隨機擾動法中，外加隨機擾動具有近似白噪聲的分布特性，按照傳統(tǒng)的擾動添加方式，外加的擾動信號先經(jīng)過擾動濾波器整形，然后送入調(diào)制器，但由于擾動整形的濾波器階數(shù)一般不能超過l-2(l是MASH DDSM的調(diào)制器階數(shù))，擾動信號最終會在疊加到調(diào)制器量化噪聲功率譜中，形成底噪，從而在一定程度上惡化調(diào)制器的輸出信噪比。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：針對上述現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷，本發(fā)明旨在提供多級噪聲整形數(shù)字Delta-Sigma調(diào)制器的外加擾動信號的添加方法。

技術(shù)方案：一種多級噪聲整形數(shù)字Delta-Sigma調(diào)制器的外加擾動信號的添加方法，包括多級調(diào)制器，在第一級調(diào)制器或第二級調(diào)制器中加入擾動信號；

在第一級調(diào)制器中加入擾動信號具體為：擾動信號取反后和第一級調(diào)制器的量化誤差信號相加，然后經(jīng)過延遲寄存器延遲后再饋送到第一級調(diào)制器的輸入端，與輸入信號一起經(jīng)過量化處理后，再與經(jīng)過增益處理的擾動信號相加，最后作為第一級調(diào)制器的輸出被送入誤差消除邏輯電路；

在第二級調(diào)制器中加入擾動信號具體為：擾動信號取反后和第二級調(diào)制器的量化誤差信號相加，然后經(jīng)過延遲寄存器延遲后再饋送到第二級調(diào)制器的輸入端，與第一級調(diào)制器的量化誤差信號相加后作為輸入信號被送入第二級調(diào)制器進行量化處理，然后與經(jīng)過增益處理的擾動信號相加，最后作為第二級調(diào)制器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。

進一步的，在第一級調(diào)制器中加入擾動信號時：在第二級調(diào)制器中，擾動信號取反后和第一級調(diào)制器的量化誤差信號一起進入加法器，并與經(jīng)過延遲后的第二級量化誤差信號共同作為第二級調(diào)制器的輸入信號，再經(jīng)過量化處理后作為第二級調(diào)制器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。

進一步的，在第一級調(diào)制器中加入擾動信號時：在第三級調(diào)制器中，第二級調(diào)制器的量化誤差信號與延遲后的第三級量化誤差信號共同作為第三級調(diào)制器的輸入信號，再經(jīng)過量化處理后作為第三級調(diào)制器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。

進一步的，所述多級調(diào)制器為三階噪聲整形數(shù)字Delta-Sigma調(diào)制器。

進一步的，在第一級調(diào)制器中加入擾動信號時：所述誤差消除邏輯電路具體為：第三級調(diào)制器的輸出信號經(jīng)過延遲后取反，再與第三級調(diào)制器的輸出信號、第二級調(diào)制器的輸出信號進入加法器，經(jīng)延遲后取反，再與未經(jīng)延時取反的信號、第一級調(diào)制器的輸出信號進入加法器，作為誤差消除邏輯電路的輸出信號。

進一步的，所述第一級調(diào)制器的輸出為：

第二級調(diào)制器的輸出為：

第三級調(diào)制器的輸出為：

誤差消除邏輯電路的輸出為：

Y(z)＝Y(jié)₁(z)+Y₂(z)(1-z^-1)+Y₃(z)(1-z^-1)²

其中，X(z)和Y(z)分別是輸入信號x[n]和輸出信號y[n]的Z變換；E_i(z)和Y_i(z)分別是第i級誤差反饋調(diào)制器的量化誤差e_i[n]和輸出信號y_i[n]的Z域表達式；D(z)為外加擾動信號d[n]的Z域表達式；M為量化器的量化間隔；

輸入輸出函數(shù)為：

進一步的，在第二級調(diào)制器中加入擾動信號時：在第三級調(diào)制器中，擾動信號取反后和第二級調(diào)制器的量化誤差信號一起進入加法器，并與延遲后的第三級量化誤差信號共同作為第三級調(diào)制器的輸入信號，再經(jīng)過量化處理后作為第三級調(diào)制器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。

進一步的，在第二級調(diào)制器中加入擾動信號時：誤差消除邏輯電路具體為：第三級調(diào)制器的輸出信號經(jīng)過延遲后取反，再與第三級調(diào)制器的輸出信號、第二級調(diào)制器的輸出信號進入加法器，經(jīng)延遲后取反，再與未經(jīng)延時取反的信號、第一級調(diào)制器的輸出信號進入加法器，作為誤差消除邏輯電路的輸出信號。

進一步的，所述第一級調(diào)制器的輸出為：

第二級調(diào)制器的輸出為：

第三級調(diào)制器的輸出為：

誤差消除邏輯電路的輸出為：

Y(z)＝Y(jié)₁(z)+Y₂(z)(1-z^-1)+Y₃(z)(1-z^-1)²

其中，X(z)和Y(z)分別是輸入信號x[n]和輸出信號y[n]的Z變換；E_i(z)和Y_i(z)分別是第i級誤差反饋調(diào)制器的量化誤差e_i[n]和輸出信號y_i[n]的Z域表達式；D(z)為外加擾動信號d[n]的Z域表達式；M為量化器的量化間隔；

輸入輸出函數(shù)為：

有益效果：本發(fā)明將外加擾動信號添加到DDSM，本發(fā)明優(yōu)先采用具有良好系統(tǒng)穩(wěn)定性的兩級及其以上的多級噪聲整形結(jié)構(gòu)，每級電路均由誤差反饋調(diào)制器構(gòu)成，并且每一級EFM的輸出都被送入誤差消除邏輯電路，以消除中間級的量化誤差。擾動信號按照不同的注入支路，分別從不同的電路節(jié)點注入電路，然后所有的擾動信號被送入ECL電路，能有效延長其輸出序列長度并實現(xiàn)擾動信號的相互抵消，最終，外加的擾動信號不會出現(xiàn)在調(diào)制器的輸出頻譜中，因此，本發(fā)明能有效提高采用隨機擾動法DDSM的輸出信噪比。

附圖說明

圖1為經(jīng)典的MASH DDSM的方框圖；

圖2為采用傳統(tǒng)擾動信號添加方式的三階MASH 1-1-1DDSM示意圖；

圖3為采用本發(fā)明提供的擾動信號添加方法的三階MASH 1-1-1DDSM示意圖；

圖4為Simulink仿真工具下采用傳統(tǒng)擾動添加方式的三階MASH 1-1-1DDSM的輸出功率譜密度圖；

圖5為Simulink仿真工具下采用本發(fā)明提供的擾動信號添加方式的三階MASH 1-1-1DDSM的輸出功率譜密度圖；

圖6為將本發(fā)明提供的擾動信號添加方法應(yīng)用到三階MASH 1-1-1DDSM的第二級誤差反饋調(diào)制器電路的示意圖。

具體實施方式

下面通過一個最佳實施例并結(jié)合附圖對本技術(shù)方案進行詳細(xì)說明。

一種多級噪聲整形數(shù)字Delta-Sigma調(diào)制器的外加擾動信號的添加方法，包括三階噪聲整形數(shù)字Delta-Sigma調(diào)制器，在第一級調(diào)制器中加入擾動信號，具體為：擾動信號取反后和第一級調(diào)制器的量化誤差信號相加，然后經(jīng)過延遲寄存器延遲后再饋送到第一級調(diào)制器的輸入端，與輸入信號一起經(jīng)過量化處理后，再與經(jīng)過增益處理的擾動信號相加，最后作為第一級調(diào)制器的輸出被送入誤差消除邏輯電路，其中，增益處理即經(jīng)過一個1/M的增益模塊。

在第二級調(diào)制器中，擾動信號取反后和第一級調(diào)制器的量化誤差信號一起進入加法器，并與經(jīng)過延遲后的第二級量化誤差信號共同作為第二級調(diào)制器的輸入信號，再經(jīng)過量化處理后作為第二級調(diào)制器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。

在第三級調(diào)制器中，第二級調(diào)制器的量化誤差信號與延遲后的第三級量化誤差信號共同作為第三級調(diào)制器的輸入信號，再經(jīng)過量化處理后作為第三級調(diào)制器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。

誤差消除邏輯電路具體為：第三級調(diào)制器的輸出信號經(jīng)過延遲后取反，再與第三級調(diào)制器的輸出信號、第二級調(diào)制器的輸出信號進入加法器，經(jīng)延遲后取反，再與未經(jīng)延時取反的信號、第一級調(diào)制器的輸出信號進入加法器，作為誤差消除邏輯電路的輸出信號。

如圖3所示，由0和1構(gòu)成的隨機序列即外加隨機擾動信號可以被同時添加到MASH 1-1-1DDSM的第一級誤差反饋調(diào)制器電路的兩個節(jié)點，用于有效延長Delta-Sigma調(diào)制器的輸出序列長度；

其中，節(jié)點一位于第一級誤差反饋調(diào)制器的反饋回路，并且是在第一級調(diào)制器電路和第二級調(diào)制器電路的連接節(jié)點之前，以保證注入該節(jié)點的擾動信號可以進入第二級調(diào)制器電路；節(jié)點二可以位于第一級誤差反饋調(diào)制器的輸出端；

擾動信號經(jīng)過取反后直接注入節(jié)點一，同時相同的擾動信號經(jīng)過一個1/M的增益模塊后注入節(jié)點二；注入節(jié)點一的擾動信號，一方面可以經(jīng)過反饋回路的延遲寄存器延遲一個時鐘周期后，反饋回第一級調(diào)制器的輸入端，接著經(jīng)過第一級誤差反饋調(diào)制器的量化處理后和節(jié)點二注入的擾動信號一起進入誤差消除邏輯電路；另一方面，注入節(jié)點一的擾動信號可以和第一級調(diào)制器的量化誤差信號，一起作為第二級誤差反饋調(diào)制器的輸入信號，經(jīng)過第二級誤差反饋調(diào)制器電路量化處理后，也被送入誤差消除邏輯電路；

最后，由前后兩級誤差反饋調(diào)制器注入誤差消除邏輯電路的擾動信號，在Delta-Sigma調(diào)制器輸出端實現(xiàn)相互抵消。

因此，按照本發(fā)明提供的外加擾動添加方法，結(jié)合圖3所示，可以寫出Z域內(nèi)各級誤差反饋調(diào)制器電路和誤差消除邏輯電路的輸出分別為：

第一級調(diào)制器的輸出為：

第二級調(diào)制器的輸出為：

第三級調(diào)制器的輸出為：

誤差消除邏輯電路的輸出為：

Y(z)＝Y(jié)₁(z)+Y₂(z)(1-z^-1)+Y₃(z)(1-z^-1)²

其中，X(z)和Y(z)分別是輸入信號x[n]和輸出信號y[n]的Z變換；E_i(z)和Y_i(z)分別是第i級誤差反饋調(diào)制器的量化誤差e_i[n]和輸出信號y_i[n]的Z域表達式；D(z)為外加擾動信號d[n]的Z域表達式；M為量化器的量化間隔。

將前三式聯(lián)合代入第四式可以推導(dǎo)出按照本發(fā)明提供的擾動添加方法下的MASH 1-1-1DDSM的輸入輸出函數(shù)為：

由上式可以看出在本發(fā)明提供的擾動添加方式下的MASH 1-1-1DDSM的輸出頻譜中沒有包含外加的擾動成分，實現(xiàn)了外加擾動信號的相互抵消，使得輸出頻譜的低頻底噪不會受到外加擾動信號的惡化。

借助Simulink仿真工具，當(dāng)MASH 1-1-1DDSM的輸入采用9-bit表示時，采用傳統(tǒng)擾動添加方式的DDSM的輸出功率譜密度圖如圖4所示，從圖中可以得出低頻段處的噪聲功率譜密度約為-120dB/rad/sample，并且低頻段輸出頻譜呈現(xiàn)出約20dB/decade的斜坡；同樣條件下，采用本發(fā)明提供的擾動信號添加方式的DDSM的輸出功率譜密度圖如圖5所示，從圖中可以得出低頻段處的噪聲功率譜密度約為-175dB/rad/sample，并且低頻段輸出頻譜呈現(xiàn)出約60dB/decade的斜坡。對比圖4和圖5可以發(fā)現(xiàn)，相比傳統(tǒng)擾動添加方式，本發(fā)明提供的擾動添加方法不僅能有效延長DDSM的輸出序列長度，平滑輸出頻譜，還將DDSM的輸出頻譜的低頻段內(nèi)的噪聲功率譜密度降低了約55dB/rad/sample，因此相同輸入條件下，采用本發(fā)明提供的擾動添加方法可以有效提高采用隨機擾動法DDSM的輸出信噪比。

當(dāng)然，對于多級噪聲整形結(jié)構(gòu)，本發(fā)明提供的外加擾動信號的添加方法可以被應(yīng)用到任意前級但非最后一級的誤差反饋調(diào)制器電路中。

因此，對于三階的MASH 1-1-1DDSM，由0和1構(gòu)成的外加隨機擾動信號也可以被同時添加到MASH 1-1-1DDSM的第二級誤差反饋調(diào)制器電路的兩個節(jié)點。這種情況下的結(jié)構(gòu)示意圖如圖6所示。

圖6所示的是將本發(fā)明提供的擾動信號添加方法應(yīng)用到三階MASH 1-1-1DDSM的第二級誤差反饋調(diào)制器電路的示意圖；在第一級調(diào)制器中，輸入信號與第一級的誤差反饋信號經(jīng)延遲后進入加法器，作為第一級調(diào)制器的輸入信號，再經(jīng)過量化處理后作為第一級調(diào)制器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。

在第二級調(diào)制器中加入擾動信號，具體為：擾擾動信號取反后和第二級調(diào)制器的量化誤差信號相加，然后經(jīng)過延遲寄存器延遲后再饋送到第二級調(diào)制器的輸入端，與第一級調(diào)制器的量化誤差信號相加后作為輸入信號被送入第二級調(diào)制器進行量化處理，然后與經(jīng)過增益處理的擾動信號相加，最后作為第二級調(diào)制器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。

在第三級調(diào)制器中，擾動信號取反后和第二級調(diào)制器的量化誤差信號一起進入加法器，并與延遲后的第三級量化誤差信號共同作為第三級調(diào)制器的輸入信號，再經(jīng)過量化處理后作為第三級調(diào)制器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。

誤差消除邏輯電路具體為：第三級調(diào)制器的輸出信號經(jīng)過延遲后取反，再與第三級調(diào)制器的輸出信號、第二級調(diào)制器的輸出信號進入加法器，經(jīng)延遲后取反，再與未經(jīng)延時取反的信號、第一級調(diào)制器的輸出信號進入加法器，作為誤差消除邏輯電路的輸出信號。

其中，節(jié)點一位于第二級誤差反饋調(diào)制器的反饋回路，并且是在第二級調(diào)制器電路和第三級調(diào)制器電路的連接節(jié)點之前，以保證注入該節(jié)點的擾動信號可以進入第三級調(diào)制器電路；節(jié)點二可以位于第二級誤差反饋調(diào)制器的輸出端；

同一擾動信號一方面經(jīng)過取反后直接注入節(jié)點一，另一方面經(jīng)過一個1/M的增益模塊后注入節(jié)點二；注入節(jié)點一的擾動信號，一方面可以經(jīng)過反饋回路的延遲寄存器延遲一個時鐘周期后，反饋回第二級調(diào)制器的輸入端，接著經(jīng)過第二級誤差反饋調(diào)制器的量化處理后和節(jié)點二注入的擾動信號一起進入誤差消除邏輯電路；另一方面，注入節(jié)點一的擾動信號可以和第二級調(diào)制器的量化誤差信號，一起作為第三級誤差反饋調(diào)制器的輸入信號，進入第三級誤差反饋調(diào)制器電路經(jīng)過量化處理后，也被送入誤差消除邏輯電路；

最后，由前后兩級誤差反饋調(diào)制器注入誤差消除邏輯電路的擾動信號，在Delta-Sigma調(diào)制器輸出端實現(xiàn)相互抵消。

因此，按照本發(fā)明提供的外加擾動添加方法，結(jié)合圖6所示，第一級調(diào)制器的輸出為：

第二級調(diào)制器的輸出為：

第三級調(diào)制器的輸出為：

誤差消除邏輯電路的輸出為：

Y(z)＝Y(jié)₁(z)+Y₂(z)(1-z^-1)+Y₃(z)(1-z^-1)²

其中，X(z)和Y(z)分別是輸入信號x[n]和輸出信號y[n]的Z變換；E_i(z)和Y_i(z)分別是第i級誤差反饋調(diào)制器的量化誤差e_i[n]和輸出信號y_i[n]的Z域表達式；D(z)為外加擾動信號d[n]的Z域表達式，M為量化器的量化間隔；

將前三式聯(lián)合代入第四式可以推導(dǎo)出按照本發(fā)明提供的擾動添加方法下的MASH 1-1-1DDSM的輸入輸出函數(shù)為：

由上式可以看出本發(fā)明提供的擾動添加方法應(yīng)用到MASH 1-1-1DDSM的第二級誤差反饋調(diào)制器電路也可以實現(xiàn)外加擾動信號的相互抵消，使得輸出頻譜的低頻底噪不會受到外加擾動信號的惡化。

本發(fā)明針對多級噪聲整形數(shù)字Delta-Sigma調(diào)制器，在傳統(tǒng)的擾動信號添加方式基礎(chǔ)上，將外加擾動信號分別進行取反處理和增益處理后，分別注入到調(diào)制器電路的兩個不同節(jié)點，使得外加擾動信號不僅能有效延長調(diào)制器的輸出序列長度，還能實現(xiàn)外加擾動信號的相互抵消，有效避免了外加擾動信號出現(xiàn)在調(diào)制器的輸出功率譜中。以上僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應(yīng)當(dāng)指出：對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護范圍。