本發(fā)明涉及捷變頻綜技術(shù)領(lǐng)域，具體為一種寬頻段捷變頻率合成器。

背景技術(shù)：

目前，捷變頻蹤設(shè)計都是基于PLL技術(shù)和DDS技術(shù)，這與兩種技術(shù)容易實現(xiàn)跳頻控制密切相關(guān)?；赑LL技術(shù)的捷變頻蹤，具有高頻率、寬頻帶、頻譜質(zhì)量好的優(yōu)點，但是由于系統(tǒng)反饋電路的存在，系統(tǒng)信號穩(wěn)定輸出需要一個跟蹤鎖定的過程，難以實現(xiàn)捷變頻，一般在幾百個μs以上甚至微秒級。DDS具有極高的頻率分辨率，且頻率捷變快，但目前寬頻帶尚不能實現(xiàn)，輸出帶寬一般為0-40％fc。雖然DDS的全數(shù)字結(jié)構(gòu)有許多優(yōu)點，但由于這種結(jié)構(gòu)以及尋址ROM時采用相位截斷、DAC位數(shù)等原因，導(dǎo)致了DDS雜波抑制差、頻譜純度不如PLL。所以目前捷變頻蹤方案大多都是基于DDS+PLL混合式頻率合成方法，即DDS激勵PLL、PLL內(nèi)插DDS、PLL與DDS直接混頻。捷變頻蹤設(shè)計方案需要在成本、體積、功耗以及技術(shù)上實現(xiàn)的難易程度上進(jìn)行綜合分析。

(1)DDS激勵PLL捷變頻方案

該方案可以提高分辨率，在一定程度上縮短換頻時間。參考信號通過DDS產(chǎn)生了高分辨率的信號，信號再通過鎖相環(huán)電路輸出。該DDS可以看成一個分頻器，而PLL可以看作一個倍頻器，DDS決定信號分辨率的精度，鎖相環(huán)決定信號換頻時間。DDS信號經(jīng)過PLL倍頻后輸出，落在PLL的環(huán)路帶寬內(nèi)的雜散和相噪無法抑制，造成頻譜質(zhì)量差。

(2)PLL內(nèi)插DDS捷變頻方案

將DDS的輸出與PLL反饋支路混頻后送入鑒相器，該方案利用DDS高分辨率的特點，克服了因倍頻而引起的雜散相噪惡化，但是，頻率換頻時間主要由PLL決定。該方案中帶通濾波器設(shè)計難度較大，既要濾掉混頻器產(chǎn)生的交調(diào)分量，又不能影響環(huán)路參數(shù)。若混頻器的射頻、中頻與本振端口隔離度差，會引入較高幅度的載漏和交調(diào)分量，惡化射頻通道指標(biāo)。雖然該方案能縮短一定的換頻時間，但環(huán)路濾波設(shè)計難度較大，雜散抑制指標(biāo)不能滿足需求。

(3)PLL與DDS直接混頻捷變頻方案

該方案有效的克服了前兩種方法的缺點，既不會惡化DDS輸出的雜散和相噪指標(biāo)，也不會增加PLL環(huán)路濾波的設(shè)計難度。由于DDS輸出頻率較低，把PLL作為本振信號，將DDS頻率與PLL頻率進(jìn)行混頻，輸出較高的工作頻率，該方案充分利用了DDS的高分辨率和捷變特點。由于DDS輸出頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于PLL輸出頻率，混頻器引入的DDS的雜散幅度較大，帶通濾波器無法濾除帶內(nèi)的交調(diào)分量，所以雜散抑制不能滿足系統(tǒng)需求。直接混頻方案通過增加一個PLL，將DDS輸出頻率進(jìn)行倍頻至系統(tǒng)要求帶寬的一半左右，與原有的PLL混頻，濾除交調(diào)分量的帶通濾波器容易設(shè)計，但是電路復(fù)雜，成本高、體積大，不適于小型化設(shè)計需求。

目前，各國專家學(xué)者就快速換頻的PLL進(jìn)行了大量的研究，主要通過數(shù)字頻率合成器、雙環(huán)結(jié)構(gòu)、VCO直流電壓預(yù)置、變環(huán)路帶寬和鑒頻鑒相法等方法實現(xiàn)。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供如下技術(shù)方案：一種寬頻段捷變頻率合成器，將壓控振蕩器的輸出頻率經(jīng)過數(shù)字調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后，再經(jīng)過第一分頻器的分頻后的信號與參考信號經(jīng)過第二分頻器分頻后的基準(zhǔn)信號共同送入鑒相器，鑒相器通過比較上述兩個信號的頻率差輸出一個直流脈沖電壓，經(jīng)過環(huán)路濾波器濾掉該電壓的高頻分量，產(chǎn)生一個VCO控制電壓，并利用數(shù)字電容陣，根據(jù)預(yù)置頻率，直接改變VCO電荷泵鎖相環(huán)中電壓調(diào)諧點，通過調(diào)諧電壓加速頻率穩(wěn)定過程，將壓控振蕩器的輸出逐步穩(wěn)定于期望頻率完成頻率捷變，并通過第三分頻器實現(xiàn)1-64倍的分頻，輸出更寬的頻率。

作為本發(fā)明一種優(yōu)選的方案，所述第一分頻器和第二分頻器為小數(shù)分頻模式。

作為本發(fā)明一種優(yōu)選的方案，所述鑒相器采用高頻率鑒相器，同時結(jié)合數(shù)字電容陣，實現(xiàn)3Hz高分辨率的頻率輸出精度。

作為本發(fā)明一種優(yōu)選的方案，所述壓控振蕩器采用微封裝溫補晶體振蕩器，實現(xiàn)-102dBc/Hz@1K相位噪聲、80dBc雜散抑制、70dBc諧波抑制的技術(shù)指標(biāo)。

作為本發(fā)明一種優(yōu)選的方案，所述環(huán)路濾波器采用微封裝電阻和電容。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：本發(fā)明主要針對手持臺等小型化通信裝置設(shè)計，采用高集成、低功耗、小型化設(shè)計方案，實現(xiàn)快速換頻、寬頻段(25MHz～3.1GHz)輸出和高分辨率(3Hz)，在寬頻段范圍內(nèi)任意換頻捷變時間不大于5μs，支持10000跳/s；通過優(yōu)化仿真設(shè)計，在參考源溫補晶體相位噪聲為-130dBc/Hz@1KHz的情況下，得到良好的相位噪聲，實測為-100dBc/Hz@1KHz。

附圖說明

圖1為本發(fā)明結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本發(fā)明相位噪聲仿真圖；

圖3為本發(fā)明捷變仿真圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發(fā)明中的實施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

實施例：

請參閱圖1，本發(fā)明提供一種技術(shù)方案：一種寬頻段捷變頻率合成器，其特征在于：將壓控振蕩器的輸出頻率經(jīng)過數(shù)字調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后，再經(jīng)過第一分頻器的分頻后的信號與參考信號經(jīng)過第二分頻器分頻后的基準(zhǔn)信號共同送入鑒相器，鑒相器通過比較上述兩個信號的頻率差輸出一個直流脈沖電壓，經(jīng)過環(huán)路濾波器濾掉該電壓的高頻分量，產(chǎn)生一個VCO控制電壓，并利用數(shù)字電容陣，根據(jù)預(yù)置頻率，直接改變VCO電荷泵鎖相環(huán)中電壓調(diào)諧點，通過調(diào)諧電壓加速頻率穩(wěn)定過程，將壓控振蕩器的輸出逐步穩(wěn)定于期望頻率完成頻率捷變，并通過第三分頻器實現(xiàn)1-64倍的分頻，輸出更寬的頻率。

所述第一分頻器和第二分頻器為小數(shù)分頻模式，所述鑒相器采用高頻率鑒相器，同時結(jié)合數(shù)字電容陣，實現(xiàn)3Hz高分辨率的頻率輸出精度，所述壓控振蕩器采用微封裝溫補晶體振蕩器，實現(xiàn)-102dBc/Hz@1K相位噪聲、80dBc雜散抑制、70dBc諧波抑制的技術(shù)指標(biāo)，所述環(huán)路濾波器采用微封裝電阻和電容，利用仿真軟件，在參考源相位噪聲為-130dBc/Hz@1K情況下，仿真了相位噪聲等指標(biāo)，滿足設(shè)計目標(biāo)。

其相位噪聲仿真如圖2所示；

捷變仿真圖如圖3所示。

綜上所述，本方案采用小數(shù)分頻、VCO直流電壓預(yù)置技術(shù)進(jìn)行設(shè)計。在VCO電路中增加數(shù)字可變變?nèi)荻O管陣列，根據(jù)預(yù)置頻率，選擇變?nèi)荻O管最優(yōu)容值，快速的調(diào)整VCO電荷泵鎖相環(huán)中調(diào)諧電壓，實現(xiàn)頻率換頻時的快速穩(wěn)定。通過仿真，預(yù)計捷變時間不大于5μs，支持設(shè)備跳頻速度要求，小型化設(shè)計，可以廣泛應(yīng)用于各種對體積和功耗要求高的場合。

對于本領(lǐng)域技術(shù)人員而言，顯然本發(fā)明不限于上述示范性實施例的細(xì)節(jié)，而且在不背離本發(fā)明的精神或基本特征的情況下，能夠以其他的具體形式實現(xiàn)本發(fā)明。因此，無論從哪一點來看，均應(yīng)將實施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求而不是上述說明限定，因此旨在將落在權(quán)利要求的等同要件的含義和范圍內(nèi)的所有變化囊括在本發(fā)明內(nèi)。不應(yīng)將權(quán)利要求中的任何附圖標(biāo)記視為限制所涉及的權(quán)利要求。