本發(fā)明涉及一種適用于C 波段GaN多芯片合成的微波大功率器件防振蕩寬帶匹配電路，屬于微波器件技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

現(xiàn)代雷達系統(tǒng)對微波功率器件的總體要求是輸出功率大、功率密度高、寬工作頻帶、較高的發(fā)射效率、能線性工作以及低成本和高可靠性。輸出功率達百瓦級以上的C波段GaN微波大功率器件，一般需要進行多芯片合成。單芯片GaN的輸入輸出阻抗都比較低，需要進行器件內(nèi)匹配，來提升器件的輸入輸出阻抗。由于微型化和低成本的要求，器件一般采用通用的封裝管殼進行器件封裝，而且器件的輸入輸出阻抗都匹配到50歐姆。器件內(nèi)匹配通常的匹配方式是第一級匹配采用集總參數(shù)的T型匹配。第二級采用功率分配器和功率合成器的方式匹配到50歐姆。功率分配器和功率合成器除了具有功率分配或合成和阻抗匹配功能外，還需要防止器件內(nèi)部形成反饋導致的奇模振蕩。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為解決現(xiàn)有技術(shù)可能發(fā)生的內(nèi)部振蕩，本發(fā)明的目的在于提供一種適用于C 波段GaN多芯片合成的微波大功率器件防振蕩寬帶匹配電路。

為了實現(xiàn)上述目標，本發(fā)明采用如下的技術(shù)方案：

一種GaN多芯片合成的大功率微波器件防振蕩寬帶匹配電路，其特征是，包括封裝在封裝管殼內(nèi)依次連接的輸入匹配電路、GaN芯片和輸出匹配電路；

所述的輸入匹配電路分為兩級，第一級為T型匹配網(wǎng)絡(luò)，第二級為N路功率分配器；

所述的輸出匹配電路分為兩級，第一級為T型匹配網(wǎng)絡(luò)，第二級為N路功率合成器；

所述T型匹配網(wǎng)絡(luò)由N個第一串聯(lián)電感、匹配電容和第二串聯(lián)電感構(gòu)成的單元組成；第一串聯(lián)電感和第二串聯(lián)電感串聯(lián)，其共接端經(jīng)輸入匹配電容接地；

所述N路功率分配器包括二級，第一級由一個輸入端口導出成兩個輸出端口，第二級由兩個輸出端口導出成N個輸出端口；

所述N路功率合成器包括二級，第一級由N個輸入端口導出成兩個輸出端口，第二級由兩個輸出端口導出成一個輸出端口。

所述T型匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換Q值設(shè)置有一上限。

所述T型匹配網(wǎng)絡(luò)中的匹配電容旁設(shè)有微調(diào)電容塊；匹配電容和微調(diào)電容塊通過鍵合金絲連接。

匹配電容中包括兩個并聯(lián)的匹配電容，兩個并聯(lián)的匹配電容之間設(shè)有隔離電阻。

第一串聯(lián)電感、第二串聯(lián)電感均由鍵合金絲實現(xiàn)。

所述N路功率分配器輸出端口的相位不一致性控制在5度以內(nèi)。

所述N路功率分配器的輸出端設(shè)置有隔離電阻。

GaN芯片數(shù)N為不小于4的偶數(shù)。

本發(fā)明所達到的有益效果：

本發(fā)明采用了兩級匹配的方式實現(xiàn)寬帶匹配。在T型匹配中的電容之間增加了隔離電阻，防止器件發(fā)生奇模振蕩。功率分配器的傳輸線比較寬，沒有電遷移現(xiàn)象，不會出現(xiàn)長期可靠性問題。功率分配器輸出端和功率合成器輸入端各金絲鍵合點的相位不一致性控制在5度以內(nèi),保證了器件整體的輸出功率和合成效率。在功率分配器的輸出端口和功率合成器輸入端采用隔離電阻，增加器件各個端口的隔離度和回波損耗，防止器件發(fā)生奇模振蕩。

附圖說明

圖1是器件防振蕩寬帶匹配原理圖；

圖2是器件的物理實現(xiàn)示意圖；

圖3是六路功率分配器和功率合成器結(jié)構(gòu)示意圖；

圖4 是輸入、輸出匹配電容示意圖；

圖中附圖標記的含義：

1.RF2417SPC-E封裝；2. 輸入匹配電容；3.GaN芯片；4.輸出匹配電容；5.輸入端；6. 輸出端；7.功率分配器；8.功率合成器；9.鍵合金絲；

71，72，73 ：隔離電阻；P1，P2，P3，P4, P5, P6, P7, P8, P9, P10, P11, P12: 鍵合金絲點；

21，22 ：匹配電容；24，25：微調(diào)電容塊；23: 隔離電阻。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步描述。以下實施例僅用于更加清楚地說明本發(fā)明的技術(shù)方案，而不能以此來限制本發(fā)明的保護范圍。

如圖1和圖2所示，本發(fā)明涉及的一種適用于C 波段GaN多芯片合成的微波大功率器件防振蕩寬帶匹配電路，包括封裝管殼1、輸入匹配電路、輸出匹配電路以及GaN芯片3；

所述的輸入匹配電路分為兩級，第一級為T型匹配網(wǎng)絡(luò)11，第二級為六路功率分配器7；所述功率分配器7同時完成功率分配和阻抗匹配功能。本實施例中以N為六路的電路結(jié)構(gòu)為例進行具體說明，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以知道，對于N為其他不小于四的偶數(shù)值時的電路結(jié)構(gòu)均為同理。

結(jié)合圖4，第一級T型匹配網(wǎng)絡(luò)由六個第一串聯(lián)電感Lin1、輸入匹配電容2和第二串聯(lián)電感Lin2構(gòu)成的單元組成；第一串聯(lián)電感Lin1和第二串聯(lián)電感Lin2串聯(lián)，其共接端經(jīng)輸入匹配電容2接地。輸入匹配電容2中的匹配電容21、22間具有隔離電阻23；第一、第二串聯(lián)電感Lin1、Lin2均是由鍵合金絲9實現(xiàn)的。

匹配電容21、22旁設(shè)有微調(diào)電容塊34、35；匹配電容21、22和微調(diào)電容塊34、35可通過鍵合金絲連接，調(diào)整匹配電容值。

第二級匹配網(wǎng)絡(luò)匹配到50歐姆由六路功率分配器完成。

六路功率分配器7由二級組成，第一級由一個輸入端口導出成兩個輸出端口，第二級由兩個輸出端口導出成六個輸出端口。

所述的輸出匹配電路分為兩級，第一級為T型匹配網(wǎng)絡(luò)12，第二級為六路功率合成器8；所述功率合成器8同時完成功率合成和阻抗匹配功能。

第一級T型匹配網(wǎng)絡(luò)由六個第一串聯(lián)電感Lout1、輸出匹配電容4和第二串聯(lián)電感Lout2構(gòu)成的單元組成；第一串聯(lián)電感Lout1和第二串聯(lián)電感Lout2串聯(lián)，其共接端經(jīng)輸出匹配電容4接地。第一、第二串聯(lián)電感Lout1、Lout2均是由鍵合金絲實現(xiàn)的。與圖4同理，輸出匹配電容4中的匹配電容間具有隔離電阻；匹配電容旁設(shè)有微調(diào)電容塊；匹配電容和微調(diào)電容塊可通過鍵合金絲連接，調(diào)整匹配電容值。

第二級匹配網(wǎng)絡(luò)匹配到50歐姆由六路功率合成器完成。

六路功率合成器8由二級組成，第一級由六路輸入口導出到兩個輸出口，第二級由兩個輸出口導出到一個輸出口。

本發(fā)明的電路輸入信號由輸入端5輸入，輸入端5通過鍵合金絲9連接到六路功率分配器7的輸入端。輸入信號由六路功率分配器7等幅度等相位的被分配到功率分配器7的6路輸出端。功率分配器7的6路輸出端通過鍵合金絲9和T型匹配網(wǎng)絡(luò)中的6路輸入匹配電容2連接。輸入匹配電容2通過鍵合金絲9連接GaN芯片3的輸入端。射頻信號由GaN芯片3放大。GaN芯片3的輸出端通過鍵合金絲9連接到T型匹配網(wǎng)絡(luò)中的輸出匹配電容4。輸出匹配電容4通過鍵合金絲9連接輸出到六路功率合成器8的輸入端。功率合成器8的6路輸入信號經(jīng)功率合成器8在輸出端等幅等相合成。功率合成器8輸出端再通過鍵合金絲9連接輸出端6。圖中 R為隔離電阻。其中6個GaN芯片3之間的柵極和漏極也接有隔離電阻。T型匹配網(wǎng)絡(luò)中的電感是由鍵合金絲實現(xiàn)的。

仿真結(jié)果證明，T型匹配網(wǎng)絡(luò)中的并聯(lián)電容間具有隔離電阻，可以防止器件發(fā)生奇模振蕩；所述六路功率分配器輸出端采用隔離電阻，可以增加器件各個端口的隔離度和回波損耗，防止器件發(fā)生奇模振蕩。GaN芯片3柵極及漏極之間具有隔離電阻，防止器件發(fā)生奇模振蕩。

功率分配器采用傳輸線進行阻抗匹配。傳輸線比較寬，沒有電遷移現(xiàn)象，也不會有長期可靠性問題。

功率分配器的輸出端口，也就是如圖3中的鍵合金絲點P1,P2,P3,P4,P5,P6, P7,P8，P9,P10,P11,P12的相位一致性控制在5度以內(nèi)，以保證器件整體的輸出功率和合成效率。

由于器件工作頻段比較寬，比如5.3GHz-5.9GHz，GaN芯片的輸入、輸出阻抗比較低。第一級阻抗變換比不能太大，也就是第一級阻抗變換的Q值是有限制的。比如第一級的阻抗從1歐姆變換到10歐姆，第二級功率分配器再把10歐姆再變換到50歐姆。

以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應(yīng)當指出，對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明技術(shù)原理的前提下，還可以做出若干改進和變形，這些改進和變形也應(yīng)視為本發(fā)明的保護范圍。本發(fā)明技術(shù)的原理，對于由四個及以上偶數(shù)個芯片組成的器件普遍適用，也應(yīng)視為本發(fā)明的保護范圍。