本發(fā)明涉及一種帶運放擺率預(yù)測功能的超低功耗模數(shù)轉(zhuǎn)換器,尤其涉及一種可調(diào)輸出級跨導(dǎo)放大器，屬于電力技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

sigmadelta模數(shù)轉(zhuǎn)換器具有高精度特性，在許多領(lǐng)域內(nèi)都得到了廣泛的應(yīng)用。隨著便攜式設(shè)備及物聯(lián)網(wǎng)的普及流行，低功耗sigmadelta調(diào)制器成為研究設(shè)計的重點。目前實現(xiàn)sigmadelta調(diào)制的方式主要有連續(xù)型和離散型兩種，由于離散型sigmadelta調(diào)制器具有較好的魯棒特性及可復(fù)用性，使得離散型sigmadelta調(diào)制器的低功耗設(shè)計成為當前的一個熱點。但是，對于離散型sigmadelta調(diào)制器來說，第一級的跨導(dǎo)放大器將會消耗整個系統(tǒng)的大部分功耗，所以低功耗sigmadelta調(diào)制器設(shè)計聚焦在了第一級的跨導(dǎo)放大器的設(shè)計上。

對于離散型sigmadelta調(diào)制器來說，第一級跨導(dǎo)放大器的功耗主要由噪聲、單位增益帶寬和擺率(sr)三個方面所決定。其中，噪聲主要由kt/c噪聲決定、單位增益帶寬主要由采樣頻率決定，這兩者已經(jīng)沒有太大的優(yōu)化空間。圖1為常用的sigmadelta調(diào)制器的第一級積分器電路，在高精度的sigmadelta電路中，特別是在24bit高精度電路應(yīng)用中，需要較大的采樣電容，使得第一級積分器的積分電容將會很大，這就對第一跨導(dǎo)放大器的sr提出了嚴苛的要求。因此，如何降低系統(tǒng)第一級跨導(dǎo)放大器sr，將成為低功耗設(shè)計的重要研究方向。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于：針對上述現(xiàn)有技術(shù)存在的問題，提出一種結(jié)構(gòu)設(shè)計簡單合理、控制精度高、節(jié)約電流且靜態(tài)功耗低的帶運放擺率預(yù)測功能的超低功耗模數(shù)轉(zhuǎn)換器。

為了達到以上目的，本發(fā)明的一種帶運放擺率預(yù)測功能的超低功耗模數(shù)轉(zhuǎn)換器，包含積分器和量化器；其特征在于：還包括擺率預(yù)測電路，模數(shù)轉(zhuǎn)換器的信號輸出端輸入到擺率預(yù)測電路中，所述擺率預(yù)測電路的輸出端控制積分器中的第一級跨導(dǎo)運算放大器的輸出級電流，所述第一級跨導(dǎo)運算放大器包含至少1個可調(diào)輸出級電流模塊。

本發(fā)明進一步限定的技術(shù)方案為：所述第一級跨導(dǎo)運算放大器包括pmos管(m01)、pmos管(m02p)、pmos管(m02n)、pmos管(m11p)、pmos管(m11n)、pmos管(m12p)、pmos管(m12n)、pmos管(m13p)、pmos管(m13n)、pmos管(m14p)、pmos管(m14n)；

所述pmos管(m02p)和pmos管(m02n)的柵極為差分輸入信號的輸入端，pmos管(m02p)和pmos管(m02n)的源極連接pmos管(m01)的漏極；

所述pmos管(m11p)和pmos管(m11n)的柵極連接，pmos管(m12p)和pmos管(m12n)的柵極連接，pmos管(m13p)和pmos管(m13n)的柵極連接，pmos管(m14p)和pmos管(m14n)的柵極連接；

所述pmos管(m11p)、pmos管(m11n)的源極通過開關(guān)s11連接外部電源；pmos管(m01)的源極連接外部電源，所述pmos管(m01)的柵極連接偏置電壓；

所述pmos管(m11p)的漏極連接pmos管(m12p)的源極，pmos管(m12p)的漏極連接pmos管(m13p)的漏極，所述pmos管(m13p)的源極連接pmos管(m14p)的漏極，所述pmos管(m11n)的漏極連接pmos管(m12n)的源極，pmos管(m12n)的漏極連接pmos管(m13n)的漏極，所述pmos管(m13n)的源極連接pmos管(m14n)的漏極；

所述pmos管(m14p)的漏極和pmos管(m13p)的源極連接pmos管(m02p)的漏極，所述pmos管(m14n)的漏極和pmos管(m13n)的源極分別連接pmos管(m02n)的漏極；

所述pmos管(m14p)和pmos管(m14n)的源極通過開關(guān)s12接地。

進一步地，所述可調(diào)輸出級電流模塊包括pmos管(m21p)、pmos管(m21n)、pmos管(m22p)、pmos管(m22n)、pmos管(m23p)、pmos管(m23n)、pmos管(m24p)、pmos管(m24n)；

所述pmos管(m21p)和pmos管(m21n)的柵極連接，pmos管(m22p)和pmos管(m22n)的柵極連接，pmos管(m23p)和pmos管(m23n)的柵極連接，pmos管(m24p)和pmos管(m24n)的柵極連接；

所述pmos管(m21p)、pmos管(m21n)的源極通過開關(guān)s21連接外部電源；

所述pmos管(m21p)的漏極連接pmos管(m22p)的源極，pmos管(m22p)的漏極連接pmos管(m23p)的漏極，所述pmos管(m23p)的源極連接pmos管(m24p)的漏極，所述pmos管(m21n)的漏極連接pmos管(m22n)的源極，pmos管(m22n)的漏極連接pmos管(m23n)的漏極，所述pmos管(m23n)的源極連接pmos管(m24n)的漏極；

所述pmos管(m22p)的漏極和pmos管(m23p)的漏極通過開關(guān)s23與pmos管(m12p)的漏極和pmos管(m13p)的漏極連接，所述pmos管(m23n)的漏極和pmos管(m22n)的漏極通過開關(guān)s23分別與pmos管(m12n)的漏極和pmos管(m13n)的漏極連接；

所述pmos管(m24p)和pmos管(m24n)的源極通過開關(guān)s22接地。

進一步地，所述可調(diào)輸出級電流模塊為1個；

所述擺率預(yù)測電路為數(shù)字邏輯電路，通過控制開關(guān)s11、s12、s21、s22以及s23的閉合來控制電流輸出級。在模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的輸出信號不做出翻轉(zhuǎn)時，擺率預(yù)測電路控制開關(guān)s11、s12閉合以及s21、s22、s23斷開，保持低電平，調(diào)制器的第一級跨導(dǎo)放大器的輸出電流保持在較小的水平；在模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的輸出信號做出翻轉(zhuǎn)時，擺率預(yù)測電路控制開關(guān)s11、s12閉合以及s21、s22、s23開啟，快速產(chǎn)生一個采樣周期的脈沖信號，控制調(diào)制器中的第一級跨導(dǎo)放大器的輸出級電流變大。

更進一步地，所述可調(diào)輸出級電流模塊至少有2個，所述擺率預(yù)測電路為多閾值數(shù)字邏輯電路。

本發(fā)明突出的實質(zhì)性突點和顯著的技術(shù)進步主要再現(xiàn)在：本發(fā)明根據(jù)sigmadelta電路第一級跨導(dǎo)放大器在不同情況下所需滿足擺率要求的電流大小，創(chuàng)新性地提出了擺率預(yù)測電路、可調(diào)輸出級電流折疊式跨導(dǎo)放大器，并在這基礎(chǔ)上提出了根據(jù)不同擺率要求精細化控制跨導(dǎo)放大器輸出級電流的方法，從而實現(xiàn)低功耗sigmadelta電路設(shè)計。該方案還可以從單比特量化推廣到多比特量化的結(jié)構(gòu)中，擺率可預(yù)測電路也可以推廣為多閾值比較的方式，實現(xiàn)更低的功耗。本發(fā)明提出的方案在輸入信號頻率較低時，即sigmadelta電路輸出翻轉(zhuǎn)不快的情況下，具有更高的低功耗優(yōu)勢。在高精度sigmadelta電路中，即擺率是低功耗的主要制約因素時，本發(fā)明設(shè)計具有更高的低功耗優(yōu)勢。該方案具有很強的通用性，可以與傳統(tǒng)的節(jié)省功耗的方法無縫結(jié)合?？梢灶A(yù)見，本發(fā)明憑借其通用性以及超高的電流利用效率等特點，在未來的高精度超低功耗sigmadelta電路實際設(shè)計中發(fā)揮重要作用。

附圖說明

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明技術(shù)方案作進一步說明。其中，

圖1是常用的sigmadelta調(diào)制器第一級積分器電路；

圖2是傳統(tǒng)折疊式共源共柵跨導(dǎo)放大器；

圖3是本發(fā)明超低功耗sigmadelta調(diào)制器原理框圖；

圖4是擺率預(yù)測電路的控制原理圖。

圖5是本發(fā)明可調(diào)輸出級電流折疊式跨導(dǎo)放大器；

圖6是本發(fā)明多位可調(diào)輸出級電流折疊式跨導(dǎo)放大器；

圖7是本發(fā)明多閾值擺率預(yù)測電路。

具體實施方式

本發(fā)明揭示了一種帶運放擺率預(yù)測功能的超低功耗模數(shù)轉(zhuǎn)換器。如圖3所示：包含積分器和量化器；還包括擺率預(yù)測電路，模數(shù)轉(zhuǎn)換器的信號輸出端輸入到擺率預(yù)測電路中，所述擺率預(yù)測電路的輸出端控制積分器中的第一級跨導(dǎo)運算放大器的輸出級電流，所述第一級跨導(dǎo)運算放大器包含1個可調(diào)輸出級電流模塊；如圖5所示：

所述第一級跨導(dǎo)運算放大器包括pmos管(m01)、pmos管(m02p)、pmos管(m02n)、pmos管(m11p)、pmos管(m11n)、pmos管(m12p)、pmos管(m12n)、pmos管(m13p)、pmos管(m13n)、pmos管(m14p)、pmos管(m14n)。

其中，所述pmos管(m02p)和pmos管(m02n)的柵極為差分輸入信號的輸入端；pmos管(m02p)和pmos管(m02n)的源極連接pmos管(m01)的漏極；所述pmos管(m11p)和pmos管(m11n)的柵極連接；pmos管(m12p)和pmos管(m12n)的柵極連接；pmos管(m13p)和pmos管(m13n)的柵極連接；pmos管(m14p)和pmos管(m14n)的柵極連接；所述pmos管(m11p)、pmos管(m11n)的源極通過開關(guān)s11連接外部電源；pmos管(m01)的源極接外部電源；所述pmos管(m01)的柵極連接偏置電壓。

所述pmos管(m11p)的漏極連接pmos管(m12p)的源極；pmos管(m12p)的漏極連接pmos管(m13p)的漏極；所述pmos管(m13p)的源極連接pmos管(m14p)的漏極；所述pmos管(m11n)的漏極連接pmos管(m12n)的源極；pmos管(m12n)的漏極連接pmos管(m13n)的漏極；所述pmos管(m13n)的源極連接pmos管(m14n)的漏極；所述pmos管(m14p)的漏極和pmos管(m13p)的源極連接pmos管(m02p)的漏極；所述pmos管(m14n)的漏極和pmos管(m13n)的源極分別連接pmos管(m02n)的漏極；所述pmos管(m14p)和pmos管(m14n)的源極通過開關(guān)s12接地。

所述可調(diào)輸出級電流模塊包括pmos管(m21p)、pmos管(m21n)、pmos管(m22p)、pmos管(m22n)、pmos管(m23p)、pmos管(m23n)、pmos管(m24p)、pmos管(m24n)；所述pmos管(m21p)和pmos管(m21n)的柵極連接；pmos管(m22p)和pmos管(m22n)的柵極連接；pmos管(m23p)和pmos管(m23n)的柵極連接；pmos管(m24p)和pmos管(m24n)的柵極連接；所述pmos管(m21p)、pmos管(m21n)的源極通過開關(guān)s21連接外部電源。

所述pmos管(m21p)的漏極連接pmos管(m22p)的源極；pmos管(m22p)的漏極連接pmos管(m23p)的漏極；所述pmos管(m23p)的源極連接pmos管(m24p)的漏極；所述pmos管(m21n)的漏極連接pmos管(m22n)的源極；pmos管(m22n)的漏極連接pmos管(m23n)的漏極；所述pmos管(m23n)的源極連接pmos管(m24n)的漏極；所述pmos管(m22p)的漏極和pmos管(m23p)的漏極通過開關(guān)s23分別與pmos管(m12p)的漏極和pmos管(m13p)的漏極連接，所述pmos管(m23n)的漏極和pmos管(m22n)的漏極通過開關(guān)s23分別與pmos管(m12n)的漏極和pmos管(m13n)的漏極連接；所述pmos管(m24p)和pmos管(m24n)的源極通過開關(guān)s22接地。

所述可調(diào)輸出級電流模塊可以為1個，擺率預(yù)測電路控制開關(guān)s11、s12，以及開關(guān)s21、s22、s23的開閉。圖4是擺率預(yù)測電路的控制原理圖。當模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出信號fb有翻轉(zhuǎn)時，模數(shù)轉(zhuǎn)換時鐘clk控制的兩個d觸發(fā)器輸出經(jīng)過異或門后，輸出一個時鐘周期的高電平；當模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出信號fb沒有翻轉(zhuǎn)時，兩個d觸發(fā)器輸出經(jīng)過異或門后，輸出為低電平；其具體的設(shè)計思路如下：

如公式1可知，取采樣電容是積分電容的k倍，其中cs為采樣電容，cint為積分電容，即：

由公式1可知，積分器將會對輸入電壓進行k倍的放大，得到公式2，其中δvout為積分器輸出電壓變化，其中δvin為積分器輸入電壓變化，即：

δvout＝k·δvin(2)

圖2所示是一個傳統(tǒng)折疊式共源共柵跨導(dǎo)放大器。電流i0主要由電路的噪聲和帶寬決定，i1主要由電路的sr時間決定。公式3給出了在確定sr時間后需要的輸出級電流，其中tsr為sr時間，一般不會超過0.5倍的積分時間。

從公式2、3可得到滿足擺率要求的積分器輸出級需要的電流為：

這里用頻率為fin、幅度為a的正弦波作為輸入信號進行分析，其中fb是sigmadelta調(diào)制器的反饋電平，fs是sigmadelta電路的采樣頻率。公式5為反饋電壓不進行翻轉(zhuǎn)時輸入電壓變化，公式6為反饋電壓進行翻轉(zhuǎn)時輸入電壓變化：

在不同的反饋值下，因為輸入電壓變化不一樣，所以滿足擺率要求的輸出級電流不一樣，兩種情況下電流差為：

由上述分析可知，輸入信號電壓幅度、頻率以及反饋值三者共同決定了滿足擺率要求的最小電流i。在sigmadelta電路的輸出信號沒有發(fā)生翻轉(zhuǎn)時，所需要的輸出級電流較小，在輸出信號發(fā)生翻轉(zhuǎn)時，所需要的輸出級電流較大。相比之下，在傳統(tǒng)的sigmadelta結(jié)構(gòu)中，任何時刻都需要滿足最大輸入信號變化的需求，而本發(fā)明：

1)在模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的輸出信號不做出翻轉(zhuǎn)時，擺率預(yù)測電路控制開關(guān)s11、s12閉合以及s21、s22、s23斷開，并保持低電平，調(diào)制器的第一級跨導(dǎo)放大器的輸出電流保持在較小的水平；

2)在模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的輸出信號做出翻轉(zhuǎn)時，擺率預(yù)測電路控制開關(guān)s11、s12閉合以及s21、s22、s23開啟，快速產(chǎn)生一個采樣周期的脈沖信號，控制調(diào)制器中的第一級跨導(dǎo)放大器的輸出級電流變大。

上述兩種開啟狀態(tài)對應(yīng)的輸出級電流公式分別為：

上述公式中的amax為最大可輸入信號，fin,max為最大可輸入信號頻率，osr為sigmadelta電路的過采樣率；tsr為sr時間；fb是sigmadelta調(diào)制器的反饋電平。

以上發(fā)明內(nèi)容均是在單比特量化sigmadelta調(diào)制器的基礎(chǔ)上進行分析的，但實際上本文提出的電路和方法可以快速簡單的移植到多比特量化的情況中，降低電路對sr的嚴格要求。

在高osr情況下時，i2遠大于i1，可結(jié)合多比特量化sigmadelta調(diào)制器中，公式8中的反饋電壓fb將會進一步縮小，減小電流i2的值，實現(xiàn)更低的功耗。在低osr情況下時，i1不再遠小于i2，本文提出的擺率可預(yù)測電路還可以擴展到對輸入信號進行多閾值vt<n:1>的比較，再進行擺率預(yù)測，如圖7所示，實現(xiàn)對公式8中電流i1的精細化控制，實現(xiàn)低功耗設(shè)計。對應(yīng)的圖6為實現(xiàn)積分器輸出級電流更加精細化控制的多位可調(diào)輸出級電流折疊式跨導(dǎo)放大器。

以上述兩種方法，均可顯著降低sigmadelta調(diào)制器的功耗。當然，除上述實施例外，本發(fā)明還可以有其他實施方式，凡采用等同替換或等效變換形成的技術(shù)方案，均落在本發(fā)明要求保護的范圍之內(nèi)。