本發(fā)明涉及高速的模數(shù)轉(zhuǎn)換技術(shù)領(lǐng)域，更具體地，涉及一種低通信號的雙通道tiadc非線性系統(tǒng)參數(shù)估計(jì)方法。

背景技術(shù)：

隨著集成電路技術(shù)的不斷發(fā)展，數(shù)字化技術(shù)的推廣，對模數(shù)轉(zhuǎn)換器件adc的采樣速率以及采樣精度的要求越來越高，不僅要求數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)有高的采樣率，還要有高的采樣精度。在實(shí)際的運(yùn)用中，對實(shí)時采樣速率以及采樣精度有極高的依賴性。然而adc的最大采樣速率受限于它的分辨率,分辨率與采樣速率之間是一對矛盾體，根據(jù)目前的ic設(shè)計(jì)工藝，要實(shí)現(xiàn)更高速的采樣速率，我們需要探索一種基于新結(jié)構(gòu)和新方法的adc。一種實(shí)現(xiàn)超高速采樣的重要方法就是利用時間交織(time-interleaved)結(jié)構(gòu)的adc。

這種多通道時間交織系統(tǒng)的方法是利用m片有著相同采樣率fs的單個adc，采用并行的結(jié)構(gòu)，每片adc以相隔1/(m*fs)的時間間隔進(jìn)行采樣，以達(dá)到采樣率為m*fs(總采樣率f＝m*fs)的效果。理論上，這種對于m通道的并行交替采樣的adc結(jié)構(gòu)能夠使得整個系統(tǒng)采樣率達(dá)到單個adc的m倍。但是由于制造工藝本身固有的缺點(diǎn)，不可能使得每一片adc完全一模一樣，所以必然會使得各個通道adc之間存在失配誤差，從而嚴(yán)重降低了整個adc系統(tǒng)的信噪比。

國內(nèi)外早期基于多通道時間交織adc系統(tǒng)的失配修正一般是利用對前端電路的修調(diào)，通過精心布局的線路來減少失配誤差的影響。這種方法的缺點(diǎn)就是當(dāng)隨著時間的推移，溫度的變化，電器元件的老化會使得電路的修正效果失效。為了克服這種前端修正的方法，可以利用后端處理的方法，目前基于多通道時間交織adc系統(tǒng)的失配誤差及其數(shù)字后端處理的修正算法是未來發(fā)展的關(guān)鍵。

然而，目前大多數(shù)數(shù)字后端補(bǔ)償方法必須針對特定的誤差種類如增益誤差，時間誤差，限制了補(bǔ)償系統(tǒng)性能的提升。即便是通過通道傳遞函數(shù)把線性濾波器的誤差的效果轉(zhuǎn)移為頻域響應(yīng)失配誤差，其處理范圍仍然把誤差限制在線性的范圍內(nèi)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供一種高效的低通信號的雙通道tiadc非線性系統(tǒng)參數(shù)估計(jì)方法。

為了達(dá)到上述技術(shù)效果，本發(fā)明的技術(shù)方案如下：

一種低通信號的雙通道tiadc非線性系統(tǒng)參數(shù)估計(jì)方法，包括以下步驟：

s1：設(shè)置各通道的輸入信號，使其輸入輸出滿足：其中，x(t)為輸入信號，為非線性誤差參數(shù)，m表示通道號，l表示非線性誤差階數(shù)；

s2：設(shè)置誤差信號：令誤差信號為：令s＝[s2，s3...sl]，d＝[d2，d3...dl]，px[n]＝[x²[n],x³[n]...x^l[n]]^t則誤差信號為：e[n]＝s[x2[n],x3[n]...xl[n]]^t+(-1)ⁿd[x2[n],x3[n]...xl[n]]^t；

s3：用高通濾波器f[n]對tiadc的輸出信號y[n]進(jìn)行濾波處理，得到的輸出信號ed[n]則不包含輸入信號的信息，而只含誤差信息，故用作誤差估計(jì)的期望信號；

s4：用y[n]近似代替x[n]，獲取(y[n])²、(y[n])³......(y[n])^l，在用高通濾波器f[n]對上述高階信號進(jìn)行濾波，所得信號為ys²[n]、ys³[n].......ys^l[n]；

s5:對(y[n])²、(y[n])³......(y[n])^l經(jīng)過一個(-1)ⁿ的乘法器，再用同一個高通濾波器f[n]對上述高階信號進(jìn)行濾波，所得信號為yd²[n]、yd³[n].......yd^l[n]；

s6：以ys²[n]、ys³[n].......ys^l[n]為輸入信號，ed[n]為期望信號，s＝[s2，s3...sl]為待估計(jì)誤差系數(shù)，進(jìn)行變步長的nlms算法；

s7：以yd²[n]、yd³[n].......yd^l[n]，為輸入信號，ed[n]為期望信號，d＝[d2，d3...dl]為待估計(jì)誤差系數(shù)，進(jìn)行變步長的nlms算法；

s8：求解步驟s7中的線性方程即得到各通道非線性系統(tǒng)參數(shù)。

進(jìn)一步地，所述步驟s6的具體過程如下：

s61：設(shè)

s62：計(jì)算各時刻學(xué)習(xí)速率：

對于k時刻，輸出信號y(k)＝(w|第k-1行)(x|第k行)^t+p|第k行，則估計(jì)誤差

e(k)＝d(k)-y(k)；

令變步長因子β(k)＝β(k-1)-ρ(k)/σ(k)，其中ρ(k)＝γ*α*c(k)，γ為可以調(diào)節(jié)的學(xué)習(xí)速率偏移參數(shù)，α為可以調(diào)節(jié)的步長參數(shù)，c(k)＝e(k)e(k-1)×(x|第k行)(x|第k-1行)^t，σ(k)＝(x|第k-1行)(x|第k-1行)^t+β(k-1)則k時刻的學(xué)習(xí)速率

s63：計(jì)算待估計(jì)系統(tǒng)參數(shù)：

對于k時刻，w|第k行＝w|第k-1行+μ(k)e(k)(x|第k行)^*，則

進(jìn)一步地，所述步驟s7的具體過程如下：

s71：設(shè)

s72：計(jì)算各時刻學(xué)習(xí)速率：

對于k時刻，輸出信號y(k)＝(w|第k-1行)(x|第k行)^t+p|第k行，則估計(jì)誤差e(k)＝d(k)-y(k)；

令變步長因子β(k)＝β(k-1)-ρ(k)/σ(k)，其中ρ(k)＝γ*α*c(k)，γ為可以調(diào)節(jié)的學(xué)習(xí)速率偏移參數(shù)，α為可以調(diào)節(jié)的步長參數(shù)，c(k)＝e(k)e(k-1)×(x|第k行)(x|第k-1行)^t,σ(k)＝(x|第k-1行)(x|第k-1行)^t+β(k-1)，則k時刻的學(xué)習(xí)速率

s73：計(jì)算待估計(jì)系統(tǒng)參數(shù)：

對于k時刻，w|第k行＝w|第k-1行+μ(k)e(k)(x|第k行)^*，則

進(jìn)一步地，所述步驟s8的具體過程如下：

求解線性方程組即求解各通道非線性系統(tǒng)參數(shù)。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明技術(shù)方案的有益效果是：

本發(fā)明把處理的限制放寬到誤差中的非線性部分，誤差系數(shù)估計(jì)的過程中運(yùn)用了變步長的歸一化最小均方誤差nlms算法(variablestep-sizenormalizedleastmeansquarealgorithm)進(jìn)行了優(yōu)化，從而提高了估計(jì)速度，滿足了對模數(shù)轉(zhuǎn)換器更高的需求。

附圖說明

圖1為帶有非線性傳輸特性的雙通道tiadc模型示意圖；

圖2為基于低通信號采樣的頻譜示意圖；

圖3為基于變步長nlms的s參數(shù)估計(jì)結(jié)構(gòu)圖；

圖4為s參數(shù)的估計(jì)曲線圖；

圖5為估計(jì)的均方誤差圖(s參數(shù))；

圖6為基于變步長nlms的d參數(shù)估計(jì)結(jié)構(gòu)圖；

圖7為d參數(shù)的估計(jì)曲線圖；

圖8為估計(jì)的均方誤差圖(d參數(shù))。

具體實(shí)施方式

附圖僅用于示例性說明，不能理解為對本專利的限制；

為了更好說明本實(shí)施例，附圖某些部件會有省略、放大或縮小，并不代表實(shí)際產(chǎn)品的尺寸；

對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，附圖中某些公知結(jié)構(gòu)及其說明可能省略是可以理解的。

下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對本發(fā)明的技術(shù)方案做進(jìn)一步的說明。

實(shí)施例1

1.設(shè)置輸入信號x(t)滿足采樣定理。對于理想的adc裝置，在經(jīng)過采樣保持器之前，各通道的輸入輸出應(yīng)該是一致的，即tm(x)＝x(t)。而對于存在非線性誤差的傳輸系統(tǒng)，各通道的輸入輸出關(guān)系就應(yīng)用來表示，其中為非線性誤差參數(shù)，m表示通道號，l表示非線性誤差階數(shù)。

2.令由于提前經(jīng)過線性校正處理，一階誤差則誤差信號

令s＝[s2，s3...sl]，d＝[d2，d3...dl]，px[n]＝[x²[n],x³[n]...x^l[n]]^t，則誤差信號可表示為

e[n]＝s[x2[n],x3[n}...xl[n]]^t+(-1)ⁿd[x2[n],x3[n]...xl[n]]^t

3.設(shè)計(jì)一個高通濾波器f[n]，使該濾波器的截止頻率需要高于低通采樣信號的截止頻率。并用該濾波器f[n]對tiadc的輸出信號y[n]進(jìn)行濾波處理。其所得的輸出信號ed[n]則必然不包含輸入信號的信息，而只含誤差信息，故用作誤差估計(jì)的期望信號。

4.用y[n]近似代替x[n]，獲取(y[n])²、(y[n])³......(y[n])^l。再用第3步所設(shè)計(jì)的高通濾波器f[n]對上述高階信號進(jìn)行濾波，所得信號為ys²[n]、ys³[n].......ys^l[n]。

5.對(y[n])²、(y[n])³......(y[n])^l經(jīng)過一個(-1)ⁿ的乘法器，再用同一個高通濾波器f[n]對上述高階信號進(jìn)行濾波，所得信號為yd²[n]、yd³[n].......yd^l[n]。

6.以ys²[n]、ys³[n].......ys^l[n]為輸入信號，ed[n]為期望信號，s＝[s2，s3...sl]為待估計(jì)誤差系數(shù)，進(jìn)行變步長的nlms算法。具體操作如下：

(1)設(shè)

(2)計(jì)算各時刻學(xué)習(xí)速率。

對于k時刻，輸出信號y(k)＝(w|第k-1行)(x|第k行)^t+p|第k行，則估計(jì)誤差e(k)＝d(k)-y(k)。

令變步長因子β(k)＝β(k-1)-ρ(k)/σ(k)，

其中ρ(k)＝γ*α*c(k)，γ為可以調(diào)節(jié)的學(xué)習(xí)速率偏移參數(shù)，α為可以

調(diào)節(jié)的步長參數(shù)，c(k)＝e(k)e(k-1)×(x|第k行)(x|第k-1行)^t,

σ(k)＝(x|第k-1行)(x|第k-1行)^t+β(k-1)

則k時刻的學(xué)習(xí)速率

(3)計(jì)算待估計(jì)系統(tǒng)參數(shù)。

對于k時刻，w|第k行＝w|第k-1行+μ(k)e(k)(x|第k行)^*

則

7.相似地，以yd²[n]、yd³[n].......yd^l[n]，為輸入信號，ed[n]為期望信號，d＝[d2，d3...dl]為待估計(jì)誤差系數(shù)，進(jìn)行變步長的nlms算法。具體操作如下：

(1)設(shè)

(2)仿照第6步(2)，計(jì)算各時刻學(xué)習(xí)速率。

對于k時刻，輸出信號y(k)＝(w|第k-1行)(x|第k行)^t+p|第k行，則估計(jì)誤差e(k)＝d(k)-y(k)。

令變步長因子β(k)＝β(k-1)-ρ(k)/σ(k)，

其中ρ(k)＝γ*α*c(k)，γ為可以調(diào)節(jié)的學(xué)習(xí)速率偏移參數(shù)，α為可以

調(diào)節(jié)的步長參數(shù)，c(k)＝e(k)e(k-1)×(x|第k行)(x|第k-1行)^t,

σ(k)＝(x|第k-1行)(x|第k-1行)^t+β(k-1)

則k時刻的學(xué)習(xí)速率

(3)計(jì)算待估計(jì)系統(tǒng)參數(shù)。

對于k時刻，w|第k行＝w|第k-1行+μ(k)e(k)(x|第k行)^*

則

8.求解線性方程組即可求解各通道非線性系統(tǒng)參數(shù)。

如圖1所示，這是帶有非線性傳輸特性的雙通道tiadc模型示意圖，在實(shí)現(xiàn)高速采樣的模數(shù)轉(zhuǎn)化時，輸入信號分別以兩通道輸入，在每條通道受到不同的失真?zhèn)鬏敽瘮?shù)的影響，導(dǎo)致最終合并出輸出信號產(chǎn)生了非線性失真。圖2為低通信號采樣的頻譜示意圖，在輸入信號的頻帶外的頻域中，只含有誤差信號的信息d和s，為此，在該區(qū)域可對非線性誤差信號的參數(shù)進(jìn)行盲估計(jì)。

本發(fā)明采用的測試信號為高斯白噪聲通過一低通濾波器所產(chǎn)生的信號，該低通濾波器為619階的第一類線性相位fir濾波器，截止頻率為0.79π，阻帶幅度為-100db。因此，tiadc的輸入信號滿足低通信號的要求。下面以具有三階非線性特性的tiadc為例，對本發(fā)明的的具體實(shí)施方式作詳細(xì)的描述，其非線性特性為：對任意l＞3,并且

本發(fā)明把雙通道tiadc的誤差參數(shù)的系數(shù)按發(fā)明原理所述轉(zhuǎn)換為參數(shù)s和d，并對此分別進(jìn)行估計(jì)。用變步長nlms估計(jì)s參數(shù)的結(jié)構(gòu)圖如圖3所示。這里f[n]是一個截止頻率為0.8π，阻帶幅度為-80db的63階的第一類線性相位fir高通濾波器。變步長nlms估計(jì)結(jié)構(gòu)是一個有l(wèi)-1個權(quán)系數(shù)s2，s3...sl的自適應(yīng)線性組合器，這是一個多輸入系統(tǒng)。tiadc的各階輸出信號經(jīng)過f[n]作用之后，可以理解為l-1個不同的信號源到達(dá)的瞬時輸入，即ys²[n]、ys³[n].......ys^l[n]。而估計(jì)結(jié)構(gòu)的期望信號則用tiadc的輸出信號y[n]通過f[n]產(chǎn)生。

按照上述發(fā)明原理所述，為達(dá)到更好的收斂效果和避免劇烈震蕩，學(xué)習(xí)速率偏移參數(shù)γ設(shè)置為0.0001，步長參數(shù)α為0.0003，以此對s2，s3...sl進(jìn)行變步長nlms估計(jì)，盲估計(jì)的結(jié)果如圖4所示，估計(jì)過程產(chǎn)生的均方誤差如圖5所示，可見s2收斂至-0.0009，s3收斂至0.0032，均方誤差也隨著迭代次數(shù)的增加快速降低。

相似地，用變步長nlms估計(jì)d參數(shù)的結(jié)構(gòu)圖如圖6所示。所不同的是tiadc各階的輸出信號經(jīng)過f[n]作用之前，還需通過一個(-1)ⁿ的乘法器，其學(xué)習(xí)速率偏移參數(shù)γ和步長參數(shù)α仍設(shè)為0.0001和0.0003。以此對d2，d3...dl進(jìn)行變步長nlms估計(jì)，估計(jì)的結(jié)果如圖7所示，均方誤差如圖8所示，可見d2收斂至-0.0019，d3收斂至0.0014。

通過求解線性方程組，結(jié)果保留小數(shù)點(diǎn)后3位，可解得

總的來說，對于低通輸入信號，本發(fā)明提出了一種基于可變步長n-lms算法的tiadc非線性誤差估計(jì)方法。從以上的實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出該方法能夠有效估計(jì)雙通道tiadc的非線性誤差參數(shù)。該方法魯棒性強(qiáng)，簡單易行，收斂速度快，能有效提高tiadc的性能。

相同或相似的標(biāo)號對應(yīng)相同或相似的部件；

附圖中描述位置關(guān)系的用于僅用于示例性說明，不能理解為對本專利的限制；

顯然，本發(fā)明的上述實(shí)施例僅僅是為清楚地說明本發(fā)明所作的舉例，而并非是對本發(fā)明的實(shí)施方式的限定。對于所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在上述說明的基礎(chǔ)上還可以做出其它不同形式的變化或變動。這里無需也無法對所有的實(shí)施方式予以窮舉。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明權(quán)利要求的保護(hù)范圍之內(nèi)。