本公開涉及音頻放大器系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

音頻信號的采集和再現(xiàn)是電子電路的第一應(yīng)用之一。當(dāng)今，音頻電子器件隨處可見，并且可以在電視和高保真立體聲系統(tǒng)、轎車音頻系統(tǒng)中以及近年來在蜂窩式電話和許多其它便攜式應(yīng)用中找到。這些電子器件中的絕大部分呈集成電路的形式。音頻放大器系統(tǒng)可以用于移動電話和其它移動裝置。例子音頻放大器系統(tǒng)還被稱作智能揚(yáng)聲器驅(qū)動器，其最大化聲輸出同時確保揚(yáng)聲器不受損。這通過借助揚(yáng)聲器模型來預(yù)測膜偏移和估計(jì)音圈溫度進(jìn)行。膜偏移直接相關(guān)于聲壓級。通過反饋進(jìn)入揚(yáng)聲器中的電流的實(shí)時測量，消除揚(yáng)聲器模型與現(xiàn)實(shí)世界之間的差別。

智能揚(yáng)聲器驅(qū)動器的核心是驅(qū)動實(shí)際擴(kuò)音器的高效率d類放大器。該放大器由甚至在低電池電壓下保證高輸出功率的dc-dc升壓轉(zhuǎn)換器供電。dc-dc升壓轉(zhuǎn)換器受控于數(shù)字域，并且僅當(dāng)在放大器輸出處需要高功率時啟用。通過進(jìn)行音頻信號的粗包絡(luò)跟蹤來優(yōu)化dc-dc升壓轉(zhuǎn)換器和放大器的組合效率。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本公開的各方面在所附權(quán)利要求書中定義。在第一方面，定義了一種音頻放大器系統(tǒng)，其包括：可變增益音頻處理器，該可變增益音頻處理器被配置成接收數(shù)字音頻信號并輸出經(jīng)處理數(shù)字音頻信號；數(shù)/模轉(zhuǎn)換器，該數(shù)/模轉(zhuǎn)換器耦合到音頻處理器并且被配置成接收經(jīng)處理數(shù)字音頻信號；可變增益放大器，該可變增益放大器具有耦合到數(shù)/模轉(zhuǎn)換器的輸出端的輸入端并且可操作地連接到具有至少兩個電源值的電源，控制器，該控制器耦合到可變增益音頻處理器和可變增益放大器，并且被配置成使音頻放大器系統(tǒng)在具有第一電源電壓值的第一操作模式與具有第二較高電源電壓值的第二操作模式之間切換；其中控制器在第一操作模式中可操作以將音頻放大器系統(tǒng)增益設(shè)置為預(yù)定增益值，并且在第二操作模式中可操作以通過相對于第一操作模式增大可變增益放大器的增益并減小可變增益音頻處理器的增益來將放大器系統(tǒng)增益保持在預(yù)定增益值。

在實(shí)施例中，控制器可以另外可操作以通過用增益因數(shù)改變可變增益放大器的增益并用增益因數(shù)的倒數(shù)改變可變增益音頻處理器的增益來保持音頻放大器系統(tǒng)增益。

通過保持增益，音頻放大器系統(tǒng)的總增益在典型工程公差內(nèi)相同，該典型工程公差在兩個操作模式之間可為+-1％。當(dāng)在兩個模式之間切換時，保持增益使得用戶不能察覺到音頻輸出的改變。

在實(shí)施例中，增益校正因數(shù)可以為二的整數(shù)冪。

在實(shí)施例中，數(shù)/模轉(zhuǎn)換器可為可操作地被供應(yīng)參考電流的電流模式數(shù)/模轉(zhuǎn)換器。

在實(shí)施例中，控制器可以另外可操作以從第二操作模式切換到第一操作模式，并且通過相對于第二操作模式減小可變增益放大器的增益和增大可變增益音頻處理器的增益將放大器系統(tǒng)增益保持在預(yù)定值。

在音頻放大系統(tǒng)的實(shí)施例中，可變增益放大器可為d類放大器?？勺冊鲆鎑類放大器可包括一對差分輸入端、一對差分輸出端和一對可變電阻，每個可變電阻耦合在差分輸出端中的相應(yīng)一個差分輸出端與差分輸入端之間?？勺冸娮杩神詈系娇刂破??？刂破骺梢钥刹僮饕酝ㄟ^改變反饋電阻值來控制可變增益d類放大器的增益。

在實(shí)施例中，每個可變電阻可包括第一固定電阻和耦合到控制器的至少一個另外可切換電阻的串聯(lián)和/或并聯(lián)布置。

在音頻放大器系統(tǒng)的實(shí)施例中，可變增益音頻處理器可另外包括sigma-delta調(diào)制器，該sigma-delta調(diào)制器可以充當(dāng)噪聲整形器。

在音頻放大器系統(tǒng)的實(shí)施例中，可變增益音頻處理器可包括耦合到控制器的增益校正器，該增益校正器可選擇以在第一操作模式中用增益因數(shù)增大數(shù)字音頻信號的增益并在第二操作模式中將單位增益應(yīng)用到數(shù)字音頻信號。

在實(shí)施例中，sigma-delta調(diào)制器可包括布置在環(huán)路濾波器與量化器之間的增益校正器和布置在sigma-delta調(diào)制器的反饋路徑中并且耦合到控制器的另一個增益校正器，其中該另一個增益校正器可選擇以響應(yīng)于電源電壓變化到第二較低值來用增益因數(shù)使經(jīng)處理數(shù)字音頻信號衰減。其中所述另一個增益校正器可選擇以在所述第一操作模式中用所述增益因數(shù)來衰減所述經(jīng)處理數(shù)字音頻信號，并且在所述第二操作模式中將單位增益應(yīng)用到所述經(jīng)處理數(shù)字音頻信號

在實(shí)施例中，控制器可包括耦合到sigma-delta調(diào)制器的輸出端的檢測器。該控制器可以另外可操作以響應(yīng)于在經(jīng)處理數(shù)字信號中檢測到預(yù)定數(shù)目的連續(xù)零來改變增益。其中所述控制器另外被配置成響應(yīng)于在所述經(jīng)處理數(shù)字信號中檢測到預(yù)定數(shù)目的連續(xù)零而改變所述可變增益音頻處理器和所述可變增益放大器的所述增益。

在實(shí)施例中，音頻放大器系統(tǒng)可另外包括耦合到增益校正器的輸出端的同步延遲元件和耦合到延遲元件的輸出端的延遲誤差校正器，該延遲誤差校正器被配置成響應(yīng)于電源電壓從第一電源電壓值變化到第二較高電源電壓值，通過將來自延遲元件的信號在單個時鐘周期除以增益校正因數(shù)來校正經(jīng)延遲信號，以及響應(yīng)于電源電壓從第二電源電壓值變化到第一電源電壓值將來自延遲元件的信號在單個時鐘周期乘以增益校正因數(shù)，并且將經(jīng)延遲校正信號輸出到數(shù)/模轉(zhuǎn)換器。

在包括環(huán)路濾波器的音頻放大器系統(tǒng)的實(shí)施例中，環(huán)路濾波器可包括延遲誤差校正器。

在音頻放大器系統(tǒng)的實(shí)施例中，第一操作模式可為低功率操作模式并且第二操作模式可為高功率操作模式，并且其中控制器耦合到dc-dc轉(zhuǎn)換器，并且可操作以響應(yīng)于數(shù)字音頻信號的電平的增大而將音頻放大器系統(tǒng)在低功率操作模式與高功率操作模式之間切換。

附圖說明

在附圖和描述中，相似的附圖標(biāo)號是指相似的特征。本發(fā)明的實(shí)施例現(xiàn)僅借助于通過附圖示出的例子來詳細(xì)地描述，在附圖中：

圖1示出根據(jù)實(shí)施例的音頻放大器系統(tǒng)。

圖2示出根據(jù)實(shí)施例的音頻放大器系統(tǒng)。

圖3示出根據(jù)實(shí)施例的音頻放大器系統(tǒng)。

圖4示出包括d類放大器的典型音頻放大器系統(tǒng)。

圖5示出用于圖4放大器的等效電路，其示出可能的噪聲源。

圖6a示出根據(jù)實(shí)施例的在音頻放大器系統(tǒng)的數(shù)字和模擬區(qū)段中的增益校正的例子布置。

圖6b示出用于圖6a的增益校正布置的在不同操作模式中的輸出噪聲電壓的曲線圖。

圖6c示出用于圖6a的增益校正布置的在不同操作模式中的另外細(xì)節(jié)的輸出噪聲電壓的曲線圖。

圖7a示出根據(jù)實(shí)施例的在音頻放大器系統(tǒng)的數(shù)字和模擬區(qū)段中的增益校正的例子布置。

圖7b示出根據(jù)實(shí)施例的sigma-delta調(diào)制器噪聲整形器和增益校正器。

圖7c示出根據(jù)實(shí)施例的結(jié)合增益校正器的sigma-delta調(diào)制器噪聲整形器。

圖7d示出當(dāng)切換用于圖7a的例子增益布置的增益值時輸出噪聲電壓的曲線圖。

圖8a示出結(jié)合增益校正器的噪聲整形器，該增益校正器包括于音頻放大器系統(tǒng)的一個或多個實(shí)施例中。

圖8b示出當(dāng)在包括圖8a的噪聲整形器的一些實(shí)施例中切換增益值時輸出電壓的曲線圖。

圖8c示出結(jié)合增益校正器的噪聲整形器，該增益校正器包括于音頻放大器系統(tǒng)的一個或多個實(shí)施例中。

圖9示出在噪聲整形器中的增益校正器和線性時不變元件的可替換布置，該噪聲整形器包括于音頻放大器系統(tǒng)的一個或多個實(shí)施例中。圖9a示出用于增益校正器和加法器/減法器的布置。圖9b示出用于增益校正器和增益元件的布置。圖9c示出用于在分支拓?fù)渲械脑鲆嫘Ｕ牟贾谩?/p>

圖10a示出在增益切換中導(dǎo)入延遲的效果。

圖10b示出包括于音頻放大器系統(tǒng)的一個或多個實(shí)施例中的延遲誤差校正

圖10c示出包括圖10b的延遲誤差校正器的噪聲整形器。

圖11示出根據(jù)實(shí)施例的音頻放大器系統(tǒng)。

圖12a示出當(dāng)注入量化噪聲時d類放大器的模擬反饋環(huán)路的積分器輸出，并且該積分器輸出包括于圖4的音頻放大器系統(tǒng)中。

圖12b示出當(dāng)在d類放大器的模擬反饋環(huán)路中切換增益值時的輸出噪聲電壓的曲線圖。

圖12c示出σ延遲調(diào)制器的例子輸出。

圖12d示出在d類放大器的差分模擬反饋環(huán)路中的兩個第一積分器與兩個第二積分器之間的輸出電壓的差別。

圖12e示出在不同操作模式中圖11的音頻放大器系統(tǒng)的噪聲電壓的模擬。

圖13示出根據(jù)實(shí)施例的音頻放大器系統(tǒng)。

具體實(shí)施方式

圖1示出具有連接到可變增益數(shù)字音頻處理器106的音頻輸入端104的音頻放大器系統(tǒng)100?？勺冊鲆鏀?shù)字音頻處理器106的輸出端連接到數(shù)/模轉(zhuǎn)換器108。數(shù)/模轉(zhuǎn)換器108的輸出端可連接到可變增益放大器110的輸入端，該可變增益放大器110可為ab類或d類音頻放大器。增益可連續(xù)地變化或在離散步長中變化。增益可在兩個或更多個值之間變化。可變增益放大器110的輸出端可連接到音頻輸出端112以用于當(dāng)處于操作狀態(tài)時連接到擴(kuò)音器(未圖示)。控制器102可通過第一控制線114連接到可變增益數(shù)字音頻處理器106并且通過第二控制線116連接到可變增益音頻放大器110。在其它例子中，第一控制線114和第二控制線116可組合。可變增益數(shù)字音頻處理器106可在硬件、軟件或硬件與軟件的組合中實(shí)施。可變增益放大器110可被實(shí)施為模擬硬件電路。控制器102可在硬件、軟件或硬件與軟件的組合中實(shí)施。在數(shù)/模轉(zhuǎn)換器之前的音頻路徑中的元件可共同稱為數(shù)字前端或數(shù)字音頻路徑。在數(shù)/模轉(zhuǎn)換器之后的音頻路徑中的元件可共同稱為模擬后端或模擬音頻路徑。

在音頻放大器系統(tǒng)100的操作中，供應(yīng)到音頻放大器的功率可在取決于輸入信號電平的電壓供應(yīng)值之間變化。音頻放大器系統(tǒng)100可包括dc-dc升壓轉(zhuǎn)換器(未圖示)，該dc-dc升壓轉(zhuǎn)換器通過電池供電以臨時增大通過可變增益放大器110供應(yīng)的功率，以便處理較高輸入信號值。當(dāng)不需要增大的功率時，dc-dc升壓轉(zhuǎn)換器可以遵循電池電壓。音頻放大器系統(tǒng)100可具有第一操作模式(例如，低功率模式，其中供電電壓vp處于第一值)和第二操作模式(其中供電電壓處于第二較高值)。在第一操作模式中，控制器可通過控制可變增益數(shù)字音頻處理器106和可變增益放大器110的增益，將音頻放大器系統(tǒng)100的增益設(shè)置為在數(shù)字音頻輸入端104與模擬音頻輸出端112之間的音頻信號的所期望的總增益。如果可變增益音頻放大器所需要的功率增加(其可例如根據(jù)音頻輸入端104的信號電平確定)，控制器可以用預(yù)定增益校正因數(shù)增大可變增益音頻放大器110的增益，并且用相同的增益校正因數(shù)減小可變增益數(shù)字音頻處理器的增益。以此方式可保持總的預(yù)定或期望的系統(tǒng)增益。在此上下文中，相同的增益因數(shù)是指在通常小于1％的公認(rèn)的工程公差內(nèi)的相同增益因數(shù)。在此例子中，控制器102在兩個操作模式之間切換。如將了解，在其它例子音頻放大器系統(tǒng)中，控制器可以在兩個以上的操作模式之間切換。

通過在較低電源值處在數(shù)字域中具有較大比例的總增益，放大器系統(tǒng)中的總噪聲可減小。在較高電源值處，噪聲可增大，但由于高功率操作模式可以僅被選擇在較大輸入信號值處，音頻放大器系統(tǒng)的總信噪比仍然可以改進(jìn)。

圖2示出音頻放大器系統(tǒng)150?？勺冊鲆鏀?shù)字音頻處理器164可包括增益校正器159，該增益校正器159包括增益校正模塊156和復(fù)用器158。增益校正模塊156可具有耦合到數(shù)字音頻輸入端104'的輸入端和連接到復(fù)用器158的第一輸入端的輸出端。數(shù)字音頻輸入端104'可連接到復(fù)用器158的第二輸入端。復(fù)用器158的控制輸入端可具有到控制器152的連接154。增益校正模塊156可將指示為g的增益因數(shù)應(yīng)用到輸入信號。增益校正模塊156可例如將傳入的數(shù)字音頻信號與整數(shù)值相乘。在增益因數(shù)為二的冪的情況下，增益校正模塊156可通過數(shù)字音頻數(shù)據(jù)的移位運(yùn)算實(shí)施，這樣可簡化實(shí)施方案?？勺冊鲆鏀?shù)字音頻處理器164可另外包括噪聲整形器160的串聯(lián)布置，該噪聲整形器160可為sigma-delta調(diào)制器和脈寬調(diào)制發(fā)生器162。噪聲整形器160的輸入端可連接到復(fù)用器158的輸出端。數(shù)字脈寬調(diào)制器162可具有耦合到電流模式數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(idac)166的差分對輸出端。電流模式數(shù)/模轉(zhuǎn)換器可具有連接到d類放大器電路176的一對差分輸出端，該d類放大器電路176具有一對差分輸入端和一對差分輸出端112'。

在操作中，差分輸出端112'可用于驅(qū)動揚(yáng)聲器或擴(kuò)音器(未圖示)。在每個相應(yīng)差分輸出端與差分輸入端之間的反饋路徑具有與反饋開關(guān)170、170'和電阻172、172'的串聯(lián)布置并聯(lián)的固定電阻174、174'。電阻172、172'可被稱為可切換電阻。相應(yīng)開關(guān)170、170'和可切換電阻172、172'的串聯(lián)布置還可被認(rèn)為是可切換電阻器。應(yīng)了解，例如開關(guān)170、170'可被實(shí)施為晶體管，例如mos或雙極晶體管。反饋開關(guān)170、170'具有通過控制線154連接到控制器152的控制輸入端。在其它例子中，反饋路徑可使用串聯(lián)的電阻，并且通過用并聯(lián)開關(guān)部分地短路反饋電阻器來改變反饋值。固定電阻174、174'中的每個固定電阻的值可彼此相等，并且被表示為rfb?？汕袚Q電阻172、172'中的每個可切換電阻的值可為rfb/(g-1)的值，其中g(shù)為可為整數(shù)值的增益因數(shù)的值。d類放大器電路176，固定電阻174、174'，開關(guān)170、170'和可切換電阻172、172'可形成可變增益d類放大器178。

在操作中，可變增益d類放大器178可連接到揚(yáng)聲器(未圖示)?？勺冊鲆鎑類放大器178可連接到具有電壓vp的電源，該電壓vp可依據(jù)可變增益d類放大器178所需要的功率而改變。idac166可通過恒定電流基準(zhǔn)idacref供應(yīng)，該恒定電流基準(zhǔn)idacref具有可根據(jù)供電電壓vp的最大值確定的值。應(yīng)了解，放大器系統(tǒng)150中的另一個電路系統(tǒng)可在電壓vp或不同的較低的供電電壓下被供應(yīng)，這取決于功率需求。

在可被稱為低功率操作模式的第一操作模式中，電壓vp可處于第一電平，該第一電平可例如為來自電池電源的電壓。在此第一低功率操作模式中，控制器152可控制增益校正器159以將噪聲整形器160的輸入端連接到增益校正模塊156的輸出端，該增益校正模塊156將增益因數(shù)g應(yīng)用到數(shù)字音頻輸入信號?？刂破?52可通過控制相應(yīng)開關(guān)170、170'來閉合相應(yīng)的開關(guān)170、170'、可切換電阻172、172'。在此情況下，有效反饋電阻值為與相應(yīng)可切換電阻器172、172'的電阻值并聯(lián)的固定電阻174、174'(rfb)的電阻值(rfb/(g-1))，換句話說，rfb/g的有效值。d類放大器增益線性地取決于反饋電阻值，并且因此可變增益d類放大器178的增益減小到因數(shù)g分之一。

在可被稱為高功率操作模式的第二操作模式中，電壓vp可處于第二較高電平，該第二較高電平可例如為來自電池電源的升壓供電電壓。供電電壓可通過dc升壓轉(zhuǎn)換器(未圖示)升壓。在此第二高功率操作模式中，控制器152可控制增益校正器159以將噪聲整形器160的輸入端直接連接到數(shù)字音頻輸入端。從而，相比于第一低功率操作模式，在此階段處應(yīng)用的增益減小到因數(shù)g分之一。控制器152可通過控制相應(yīng)的開關(guān)170、170'將可切換電阻172、172'斷路。在此情況下有效反饋電阻值為固定電阻174、174'的電阻值，換句話說，rfb，其為與第一操作模式進(jìn)行比較的增益增大到因數(shù)g倍。從而，放大器系統(tǒng)150的總增益保持與第一低功率操作模式相同。

通過在較低電源值處在數(shù)字域中具有較大比例的總增益，放大器系統(tǒng)150中的總噪聲可減小。在較高電源值處，噪聲可增大，但由于高功率操作模式可以僅在較大輸入信號值處被選擇，音頻放大器系統(tǒng)的總信噪比仍然可以相同。

圖3示出音頻放大器系統(tǒng)200?？勺冊鲆鏀?shù)字音頻處理器214可包括形成增益校正器209的兩個增益校正模塊206、206'和復(fù)用器。增益校正模塊206、206'中的每個增益校正模塊具有耦合到數(shù)字音頻輸入端104”的輸入端和連接到復(fù)用器208的相應(yīng)輸入端的輸出端。數(shù)字音頻輸入端104”可連接到復(fù)用器208的另一個輸入端。復(fù)用器208的控制輸入端可連接到控制器202。增益校正模塊206、206'可將表示為g1和g2的相應(yīng)增益因數(shù)應(yīng)用到輸入信號。增益校正模塊206、206'可例如將傳入的數(shù)字音頻信號與整數(shù)值相乘。在增益因數(shù)為二的冪的情況下，增益校正模塊206、206'可實(shí)施數(shù)字音頻數(shù)據(jù)的移位運(yùn)算?？勺冊鲆鏀?shù)字音頻處理器214可另外包括噪聲整形器210的串聯(lián)布置，該串聯(lián)布置可為sigma-delta調(diào)制器和脈寬調(diào)制發(fā)生器212。噪聲整形器210的輸入端可連接到復(fù)用器208的輸出端。數(shù)字脈寬調(diào)制器212可具有耦合到電流模式數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(idac)216的差分對輸出端。電流模式數(shù)/模轉(zhuǎn)換器216可具有連接到d類放大器電路226的一對差分輸出端，該d類放大器電路226具有一對差分輸入端和一對差分輸出端112”。在操作中，差分輸出端112”可用于驅(qū)動揚(yáng)聲器或擴(kuò)音器(未圖示)。在每個相應(yīng)差分輸出端與差分輸入端之間的反饋路徑具有以下的并聯(lián)布置：(i)固定電阻224、224'，(ii)相應(yīng)反饋開關(guān)220、220'和電阻222、222'的第一串聯(lián)布置，以及(iii)相應(yīng)反饋開關(guān)230、230'和電阻232、232'的第二串聯(lián)布置，該電阻232、232'在本文中可被稱作可切換電阻。固定電阻224、224'中的每個固定電阻的值彼此相等，并且被表示為rfb。在其它例子中，電阻的值可不同。第一可切換電阻222、222'中的每個第一可切換電阻的值可為rfb/(g1-1)的值，其中g(shù)1為可為整數(shù)值的增益因數(shù)。第一可切換電阻232、232'中的每個第一可切換電阻的值可為rfb/(g2-1)的值，其中g(shù)2為增益因數(shù)，該增益因數(shù)可為小于g1但大于一的整數(shù)值。反饋開關(guān)220、220'、230、230'具有通過控制線204連接到控制器202的控制輸入端。d類放大器電路226，固定電阻224、224'、開關(guān)220、230、220'、230'和可切換電阻222、222'、232、232'可認(rèn)為是可變增益d類放大器228。

在操作中，可變增益d類放大器228可連接到揚(yáng)聲器(未圖示)?？勺冊鲆鎑類放大器228可連接到具有電壓vp的電源，該電壓vp可依據(jù)可變增益d類放大器228所需要的功率而改變。idac216可通過恒定電流基準(zhǔn)idacref供應(yīng)，該恒定電流基準(zhǔn)idacref具有可根據(jù)供電電壓vp的最大值確定的值。應(yīng)了解，放大器系統(tǒng)150中的另一個電路系統(tǒng)可取決于功率需求在電壓vp或不同的較低供電電壓下被供電。

放大器系統(tǒng)200以類似于放大器系統(tǒng)150的方式操作，除該放大器系統(tǒng)具有三個操作模式的情況外。

在第一操作模式中，供電電壓vp可處于最小值?？刂破?02可選擇具有增益因數(shù)g1的第一增益校正模塊206的輸出作為到噪聲整形器210的輸入，閉合開關(guān)220、220'并且斷開開關(guān)230、230'，這引起可變增益d類放大器228的有效反饋電阻減小到因數(shù)g1分之一直到rfb/g1。

在第二操作模式中，供電電壓vp可處于中間值?？刂破?02可選擇具有增益因數(shù)g2的第二增益校正模塊206'的輸出，該增益因數(shù)g2可為小于g1但大于一的整數(shù)值，并且閉合開關(guān)230、230'并斷開開關(guān)220、220'，這引起可變增益d類放大器228的有效反饋電阻減小到因數(shù)g2分之一直到rfb/g2。

在供電電壓vp處于最大值的第三操作模式中，控制器202可通過控制復(fù)用器208選擇音頻輸入端直接布設(shè)到噪聲整形器210的輸入端，并且開關(guān)220、220'、230、230'可為開路或斷開，使得通過固定電阻224、224'的值，換句話說，rfb，確定有效反饋電阻。

放大器系統(tǒng)200的總增益將在三個操作模式之間的過渡之后保持相同。通過在較低電源值處在數(shù)字域中具有較大比例的總增益，放大器系統(tǒng)200中的總噪聲可減小。在較高電源值處，噪聲可增大，但由于高功率操作模式僅可在較大輸入信號值處被選擇，音頻放大器系統(tǒng)的總信噪比仍然可相同。通過考慮在圖4和圖5中示出的典型d類放大系統(tǒng)可另外理解上述內(nèi)容，該圖4和圖5示出d類放大器的等效電路，該等效電路示出噪聲源。

首先參照圖4的典型放大器系統(tǒng)，數(shù)字輸入信號可例如為24位脈沖編碼調(diào)制(pcm)信號過采樣8x，并且在8×48khz＝384khz處采樣。此8x過采樣率匹配所期望的脈寬調(diào)制(pwm)載波頻率。數(shù)字輸入信號可通過第四階sigma-delta調(diào)制器302接收，該第四階sigma-delta調(diào)制器302將數(shù)字輸入信號降低到8位pcm信號，該8位pcm信號隨后被饋入至數(shù)字pwm調(diào)制器304中。數(shù)字pwm調(diào)制器(dpwm)然后產(chǎn)生兩個1位dpwm流。dpwm流然后被饋入至idac306中，該idac306包括將數(shù)字dpwm信號轉(zhuǎn)換為雙向電流ipwma/b的兩個電流數(shù)/模轉(zhuǎn)換器308、310。這些電流ipwma/b具有與dpwm信號相同的形狀但在±idacref之間切換，其中idacref為參考電流。

電流ipwma/b被注入到d類放大器電路320的差分放大器0a1和ob1的相應(yīng)非反相輸入端中，該非反相輸入端為在操作中的虛擬接地節(jié)點(diǎn)。

d類放大器電路320包括差分放大器oa1、oa2、oa3。電容c1a連接在oa1的輸出端與oa1的反相輸入端之間。電阻ra和電容c2a的串聯(lián)布置連接在差分放大器oa1的輸出端與差分放大器oa2的輸出端之間。在電阻ra與電容c2a之間的公共節(jié)點(diǎn)連接到差分放大器oa2的反相輸入端。oa2的輸出端連接到oa3的反相輸入端。oa1的輸出端連接到oa3的非反相輸入端。在操作中，一半供電電壓vp/2的偏壓電壓被供應(yīng)到差分放大器oa1、oa2的非反相輸入端。oa3的輸出端連接到預(yù)驅(qū)動器322，該預(yù)驅(qū)動器322驅(qū)動包括pmos晶體管pt1和nmos晶體管nt1的反相器inv1。mos反相器的輸出端經(jīng)由反饋電阻rfba連接到oa1的反相輸入端并且連接到揚(yáng)聲器330的第一端。

d類放大器電路320另外包括差分放大器ob1、ob2、ob3。電容c1b連接在ob1的輸出端與ob1的反相輸入端之間。電阻rb和電容c2b的串聯(lián)布置連接在差分放大器ob1的輸出端與差分放大器ob2的輸出端之間。在電阻rb與電容c2b之間的公共節(jié)點(diǎn)連接到差分放大器ob2的反相輸入端。ob2的輸出端連接到ob3的反相輸入端。ob1的輸出端連接到ob3的非反相輸入端。在操作中一半供電電壓vp//的偏壓電壓被供應(yīng)到差分放大器ob1、ob2的非反相輸入端。ob3的輸出端連接到預(yù)驅(qū)動器324，該預(yù)驅(qū)動器324驅(qū)動包括pmos晶體管pt2和nmos晶體管nt2的反相器inv2。mos反相器的輸出端經(jīng)由反饋電阻rfbb連接到ov1的反相輸入端并且連接到揚(yáng)聲器330的第二端。

通過包括反饋路徑的兩個二階模擬反饋環(huán)路經(jīng)由電阻rfba和rfbb確定d類放大器的增益，該電阻rfba和rfbb在一半供電電壓vp/2處偏置。

反饋環(huán)路的輸出信號為驅(qū)動擴(kuò)音器330的bd調(diào)制差分pwm信號vouta-voutb。輸出電壓vouta/b通過反饋電阻器rfba/b反饋到虛擬接地節(jié)點(diǎn)，并且所得反饋電流irfba/b與來自idac的pwm輸入電流ipwma/b求和。

模擬反饋環(huán)路的穩(wěn)定性需要通過idac注入到環(huán)路中的電流ipwma/b的幅值大于通過反饋電阻器rfba/b反饋的電流irfba/b。

放大器的供電電壓vp可具有廣泛范圍的值，例如當(dāng)放大器通過dc-dc升壓器供電時。此最大供電電壓可確定idac參考電流idacref。一旦idacref被設(shè)置，音頻路徑的(轉(zhuǎn)換)增益固定并且獨(dú)立于供電電壓vp。

用于音頻功率放大器的關(guān)鍵性能度量標(biāo)準(zhǔn)為在20hz到20khz的音頻頻率范圍中的輸出噪聲電壓。圖5示出包括在音頻路徑中的不同噪聲促成因素的典型放大器300'。放大器300'包括sigma-delta調(diào)制器302、均衡器330、dpwm模塊304、idac306和d類放大器電路320的串聯(lián)布置，該d類放大器電路320具有從d類放大器電路320的相應(yīng)差分輸出端中的每個差分輸出端到相應(yīng)差分輸入端的反饋電阻rfba和rfbb。所指示的噪聲源為idac噪聲電路334、輸入噪聲電壓vn336和反饋噪聲電壓vn,rfb332、338。

在音頻路徑的輸入端處的sigma-delta調(diào)制器302將24位輸入信號減小到8位信號。此分辨率減小可以導(dǎo)致量化噪聲的相當(dāng)大的電平。此量化噪聲通過sigma-delta調(diào)制器302中的環(huán)路濾波器在帶外成形(即在音頻頻率范圍以外)。保持在音頻頻率范圍中的量化噪聲可通過增大sigma-delta調(diào)制器中的環(huán)路濾波器的過采樣率或階而減小。但是，由于pwm載波頻率，過采樣率限于8x，然而增大環(huán)路濾波器階僅是有益的，直到量化噪聲貢獻(xiàn)相對于模擬后端中的另一個(熱量的和1/f)噪聲貢獻(xiàn)不顯著。反饋電阻器rfb的噪聲和模擬反饋環(huán)路的第一級的等效輸入噪聲被分別示出為噪聲電壓源vn,rfb332、338和in,dac336。這些噪聲源跨輸出端呈現(xiàn)而無放大。通過idac產(chǎn)生的噪聲被示出為噪聲電流源in,dac334。此噪聲電流與參考電流idacref的平方根呈成原理比例。此噪聲電流乘以反饋電阻器rfba/b以在輸出端處產(chǎn)生噪聲電壓。在典型d類放大器設(shè)計(jì)中，此最后噪聲貢獻(xiàn)可以是最主要的。

通過減小反饋電阻器的值rfba/b并減小idac參考電流idacref，可減小來自idac334的電流噪聲。但是，這將違反等式(1)并導(dǎo)致在高供電電壓下的不穩(wěn)定性。

本公開的發(fā)明人明白，輸出噪聲通常僅在不應(yīng)用或應(yīng)用極小輸入信號時相關(guān)。通常，在dac和adc中的噪聲測量使用-60dbfs輸入信號進(jìn)行。音頻放大器例如智能揚(yáng)聲器驅(qū)動器可使用dc-dc升壓器以在大信號需要放大的情況下增大音頻放大器的供電電壓。但是，大部分時間dc-dc升壓器處于所謂的跟隨器模式，其中轉(zhuǎn)換器不切換，而僅僅將電池電壓vbat傳送到輸出端vbst。

對于音頻放大器系統(tǒng)150、200，確定idacref的參考值使得對于升壓供電電壓vbst滿足等式1的穩(wěn)定性標(biāo)準(zhǔn)。在較低電源電壓下，等式1的穩(wěn)定性標(biāo)準(zhǔn)可以放松。從而輸出噪聲可通過減小反饋電阻器的值而減小，同時保持電流基準(zhǔn)idacref無不穩(wěn)定性的風(fēng)險(xiǎn)。減小反饋電阻器改變音頻路徑的增益，因此可在音頻路徑的數(shù)字前端中被校正，該數(shù)字前端包括可變增益數(shù)字音頻處理器。在包括可變增益d類放大器的模擬后端中的增益減小不僅減小來自idac的電流噪聲，并且減小來自反饋電阻器rfb的噪聲和sigma-delta調(diào)制器的量化噪聲。因此放大器系統(tǒng)150、200可允許在供電電壓的較低電平處的改進(jìn)噪聲性能。

圖6a示出例子音頻放大器系統(tǒng)的音頻路徑440的模擬模型。數(shù)字增益校正器包括用于將增益因數(shù)g應(yīng)用到輸入信號的增益校正模塊442，和用于在應(yīng)用增益因數(shù)的輸入信號與不應(yīng)用增益因數(shù)的輸入信號之間進(jìn)行選擇的復(fù)用器444。數(shù)字增益校正器可具有連接到數(shù)字音頻輸入端的輸入端和連接到sigma-delta調(diào)制器446的輸出端。模擬部包括模擬增益校正器，該模擬增益校正器包括用于將增益因數(shù)1/g應(yīng)用到輸入信號的增益校正模塊448和復(fù)用器450，該復(fù)用器450具有連接到sigma-delta調(diào)制器446的輸出端的輸入端、連接到增益校正模塊448的第二輸入端和連接到理想增益級452的輸出端。理想增益級452的輸出端可連接到itu-r468濾波器454。音頻路徑440的行為示出在用于增益因數(shù)g為2的圖6a和圖6b中。

圖6b示出音頻路徑440的響應(yīng)的曲線圖400，該曲線圖400具有示出在模擬后端中的增益值的第一y軸402。第二y軸404示出在-15mv與+15mv之間改變的輸出噪聲電壓。x軸406為被示出為每區(qū)段5ms的時間。線408示出在模擬增益因數(shù)為1(高功率操作模式)與1/g(低功率操作模式)之間的增益切換波形。線410示出在音頻路徑440的輸出端處的噪聲電壓vout。

圖6c以較大尺寸示出與圖6b相同的響應(yīng)的曲線圖420，以示出量化噪聲電壓。第一y軸422示出在模擬后端中的增益值，并且第二y軸424示出在-100uv與+100uv之間改變的輸出噪聲。x軸426為被示出為每區(qū)段5ms的時間。線428示出在模擬增益因數(shù)為1(高功率操作模式)與1/g(低功率操作模式)之間的增益切換波形。線436示出在音頻路徑440的輸出端處的電壓vout。可以看出，通過校正在sigma-delta調(diào)制器之前的數(shù)字域中的增益，在此情況下的量化噪聲在區(qū)域434中相比于在區(qū)域430中近似減半。一些暫態(tài)假象432發(fā)生在可>10mv的切換期間。

在音頻放大器系統(tǒng)的實(shí)施例的數(shù)字前端中的增益校正的可替換布置示出在圖7a、圖7b和圖7c中。

圖7a示出例子音頻放大器系統(tǒng)的音頻路徑460的模擬模型?？勺冊鲆鏀?shù)字音頻處理器480可包括增益校正模塊442、復(fù)用器444和sigma-delta調(diào)制器446。sigma-delta調(diào)制器446可具有連接到數(shù)字音頻輸入端的輸入端。sigma-delta調(diào)制器446的輸出端可連接到數(shù)字增益校正器，該數(shù)字增益校正器包括增益校正模塊442和復(fù)用器444。模擬部包括增益校正模塊448和復(fù)用器450，該復(fù)用器450具有經(jīng)由dac(未圖示)連接到復(fù)用器444的輸出端的輸入端和連接到理想增益級452的輸出端。理想增益級452的輸出端可連接到itu-r468濾波器454。

圖7b示出可變增益數(shù)字音頻處理器480的例子實(shí)施方案。sigma-delta調(diào)制器446具有加法器/減法器470、環(huán)路濾波器472和均衡器474以及量化器476的串聯(lián)布置，該量化器476可例如為8位量化器。sigma-delta調(diào)制器446具有從量化器476的輸出端到加法器/減法器470的第一輸入端的反饋連接。sigma-delta調(diào)制器可具有從加法器/減法器470的第二輸入端到均衡器474的前饋連接。sigma-delta調(diào)制器446的輸出端可連接到數(shù)字增益校正器，該數(shù)字增益校正器包括用于應(yīng)用增益因數(shù)g的增益校正模塊442和用于在增益校正信號與未校正信號之間進(jìn)行選擇的復(fù)用器444。

圖7c示出并入有增益校正器的sigma-delta調(diào)制器500的可替換實(shí)施方案。sigma-delta調(diào)制器500具有到可變增益數(shù)字音頻處理器480的等效功能。sigma-delta調(diào)制器500具有加法器/減法器470、環(huán)路濾波器472和均衡器474、量化器476(其可例如為8位量化器)以及數(shù)字增益校正器的串聯(lián)布置，該數(shù)字增益校正器包括用于應(yīng)用增益因數(shù)g的增益校正模塊442和復(fù)用器444。sigma-delta調(diào)制器500具有從數(shù)字增益校正器的輸出端到第二數(shù)字增益校正器的反饋連接，該第二數(shù)字增益校正器包括用于應(yīng)用增益因數(shù)1/g的增益校正模塊502和復(fù)用器504。當(dāng)數(shù)字增益校正器應(yīng)用增益因數(shù)g時，第二數(shù)字增益校正器在反饋路徑中應(yīng)用增益校正因數(shù)的倒數(shù)1/g。第二數(shù)字增益校正器的輸出端連接到加法器/減法器470的第一輸入端。sigma-delta調(diào)制器可具有從加法器/減法器470的第二輸入端到均衡器474的前饋連接。

音頻路徑460的噪聲電壓響應(yīng)示出在圖7d中，該圖7d具有在不同模式中的輸出噪聲電壓的模擬結(jié)果520的曲線圖。曲線圖520具有示出在音頻路徑460中的增益切換的第一y軸522和示出在-100uv與+100uv之間改變的輸出噪聲的第二軸524。x軸526為被示出為每區(qū)段5ms的時間。線528示出在模擬增益因數(shù)為1(高功率操作模式)與1/g(低功率操作模式)之間的增益切換波形。線530示出在音頻路徑的輸出端處的電壓vout。在此情況下不存在切換期間的瞬變，但量化噪聲在這兩個模式中保持恒定。

圖8a示出sigma-delta調(diào)制器600的另一個可替換實(shí)施方案。sigma-delta調(diào)制器600具有加法器/減法器602、環(huán)路濾波器604、均衡器606、數(shù)字增益校正器(其可包括用于應(yīng)用增益因數(shù)g的增益校正模塊608和復(fù)用器610)以及量化器612(其可例如為8位量化器)的串聯(lián)布置。sigma-delta調(diào)制器600具有從量化器612的輸出端到第二數(shù)字增益校正器的反饋連接，該第二數(shù)字增益校正器包括用于應(yīng)用增益因數(shù)1/g的增益校正模塊614和復(fù)用器616。當(dāng)數(shù)字增益校正器應(yīng)用增益因數(shù)g時，第二數(shù)字增益校正器在反饋路徑中應(yīng)用增益校正因數(shù)的倒數(shù)1/g。第二數(shù)字增益校正器的輸出端連接到加法器/減法器602的第一輸入端。sigma-delta調(diào)制器可具有從加法器/減法器602的第二輸入端到均衡器606的前饋連接。

具有可變增益數(shù)字音頻處理器的音頻放大器系統(tǒng)的行為在圖8b中示出，該可變增益數(shù)字音頻處理器包括sigma-delta調(diào)制器600。圖8b示出使用增益因數(shù)g為2的在不同操作模式中的輸出噪聲電壓的曲線圖620。曲線圖620具有示出增益切換的第一y軸622和示出在-100uv與+100uv之間改變的輸出噪聲的第二y軸624。x軸626為被示出為每區(qū)段5ms的時間。線628示出在模擬增益因數(shù)為1(高功率操作模式)與1/g(低功率操作模式)之間的增益切換波形。線630示出在音頻路徑的輸出端處的電壓vout。在此情況下在各模式之間在切換期間不存在瞬變，并且相比于對應(yīng)于高功率操作模式的區(qū)域634，量化噪聲在對應(yīng)于低功率操作模式的區(qū)域632中近似減半。

圖8c示出sigma-delta調(diào)制器650的另一個可替換實(shí)施方案。sigma-delta調(diào)制器650具有加法器/減法器652、環(huán)路濾波器654、數(shù)字增益校正器(其包括用于應(yīng)用增益因數(shù)g的增益校正模塊658和復(fù)用器660)以及量化器662(其可例如為8位量化器)的串聯(lián)布置。sigma-delta調(diào)制器650具有從量化器662的輸出端到第二數(shù)字增益校正器的反饋連接，該第二數(shù)字增益校正器包括用于應(yīng)用增益因數(shù)1/g的增益校正模塊664和復(fù)用器656。當(dāng)數(shù)字增益校正器應(yīng)用增益因數(shù)g時，第二數(shù)字增益校正器在反饋路徑中應(yīng)用增益校正因數(shù)的倒數(shù)1/g。第二數(shù)字增益校正器的輸出端連接到加法器/減法器652的第一輸入端。sigma-delta調(diào)制器650可具有與sigma-delta調(diào)制器600類似的改進(jìn)量化噪聲性能和瞬態(tài)切換。

通過在量化器之前移動增益校正，如圖8a和圖8c中示出，當(dāng)增益校正被啟用或禁用時環(huán)路轉(zhuǎn)移保持不變，但現(xiàn)在在兩個模式中量化噪聲也保持不變并且不再乘以增益因數(shù)g。因此，當(dāng)模擬增益改變被同時啟用時，量化噪聲對音頻路徑的輸出噪聲的貢獻(xiàn)除以g。

sigma-delta調(diào)制器的另外的可替換實(shí)施方案可朝向環(huán)路的輸入端將增益校正的位置移位。一般而言，環(huán)路濾波器h(z)用加法器、乘法器和延遲元件構(gòu)造。增益校正塊可朝向任何線性時間恒定(lti)元件(例如，加法器)的輸入端、增益或如圖所示的分支被轉(zhuǎn)移。應(yīng)了解，這些等效拓?fù)涞膫鬟f函數(shù)相同。

圖9a示出第一例子lti元件680，其包括加法器652(其在加法器652的輸出端處具有增益校正模塊658和復(fù)用器660)，和第二等效lti元件680'，其在加法器652之前的信號路徑中包括加法器652、增益校正模塊658、658'和復(fù)用器660、660'。

圖9b示出包括增益元件670(其在增益元件670的輸出端處具有增益校正模塊658和復(fù)用器660)的第一例子lti元件690和第二等效lti元件690'(其在增益元件670之前的信號路徑中包括增益元件670、增益校正模塊658和復(fù)用器660)。

圖9c示出第一例子lti元件700和第二等效lti元件700'，該第一例子lti元件700包括從一個輸入端到兩個輸出端的分支，該第一例子lti元件700在分支之后包括增益校正模塊658和復(fù)用器660，該第二等效lti元件700'包括增益校正模塊658、在分支之前的復(fù)用器660和增益校正模塊658'，以及在分支之后的復(fù)用器660'。

現(xiàn)參照圖10a，對于非lti元件，例如時序延遲元件672(例如，閂鎖或觸發(fā)器)，由于行為依據(jù)增益校正是否通過增益校正模塊658執(zhí)行而不同以及復(fù)用器660在延遲元件672之前或之后，因此增益校正無法僅通過元件移位。曲線圖710、710'示出當(dāng)增益來回切換同時應(yīng)用單位輸入信號時兩個拓?fù)涞妮敵?。在曲線圖710'中，增益切換的效果延遲一個時鐘周期。

此誤差可以通過包括圖10b中所示出的延遲誤差校正器720來校正。增益誤差校正器720包括連接到“與”門664的反相輸入端和第二“與”門666的非反相輸入端的增益控制線。延遲元件672'具有連接到增益控制線的輸入端以及連接到“與”門664的非反相輸入端和第二“與”門666的反相輸入端的輸出端?！芭c”門664、666的輸出端連接到復(fù)用器670的控制輸入端，該復(fù)用器670在將增益因數(shù)g應(yīng)用到輸入信號的增益校正模塊662、將增益因數(shù)1/g應(yīng)用到輸入信號的增益校正模塊668的輸出與輸入信號之間進(jìn)行選擇。在操作中，延遲誤差校正器乘以在增益過渡之后的僅一個時鐘周期的延遲元件的輸出。向上和向下信號在增益信號的低到高或高到低過渡之后的一個時鐘周期為高。從而，增益校正可以全部移位到圖10c中所示出的sigma-delta調(diào)制器750的輸入端。

sigma-delta調(diào)制器750具有數(shù)字增益校正器(其包括用于應(yīng)用增益因數(shù)g的增益校正模塊658和復(fù)用器660)、加法器/減法器752、環(huán)路濾波器754、均衡器756和量化器758(其可例如為8位量化器)的串聯(lián)布置。sigma-delta調(diào)制器750具有從量化器758的輸出端到加法器/減法器752的輸入端的反饋連接。加法器減法器752的第二輸入端具有到均衡器756的前饋連接。環(huán)路濾波器754具有增益控制輸入端。延遲校正器720可包括在環(huán)路濾波器754中的每個延遲元件之后。

應(yīng)了解，sigma-delta調(diào)制器500、600、650、750中的任一個sigma-delta調(diào)制器可包括在用于本文描述的音頻放大器系統(tǒng)的實(shí)施例的可變增益數(shù)字音頻處理器中。

圖11示出音頻放大器系統(tǒng)800?？勺冊鲆鏀?shù)字音頻處理器814可包括增益校正模塊806，該增益校正模塊806具有耦合到數(shù)字音頻輸入端104”'的輸入端和連接到復(fù)用器808的第一輸入端的輸出端。數(shù)字音頻輸入端104”'可連接到復(fù)用器808的第二輸入端。復(fù)用器808的控制輸入端可通過控制線804連接到控制器802。增益校正模塊806和復(fù)用器808可被認(rèn)為是數(shù)字增益校正器809。增益校正模塊可將表示為g的增益因數(shù)應(yīng)用到輸入信號。增益校正模塊806可例如將傳入的數(shù)字音頻信號與整數(shù)值相乘。在增益因數(shù)為二的冪的情況下，增益校正模塊806可通過數(shù)字音頻數(shù)據(jù)的移位運(yùn)算實(shí)施?？勺冊鲆鏀?shù)字音頻處理器814可包括噪聲整形器810(其可為sigma-delta調(diào)制器)和脈寬調(diào)制發(fā)生器812的串聯(lián)布置。噪聲整形器810的輸入端可連接到復(fù)用器808的輸出端。噪聲整形器810的輸出端可連接到檢測器830。檢測器830的輸出端可連接到控制器802。數(shù)字脈寬調(diào)制器812可具有耦合到電流模式dac(idac)816的差分對輸出端。電流模式數(shù)/模轉(zhuǎn)換器可具有連接到d類放大器電路826的一對差分輸出端，該d類放大器電路826具有一對差分輸入端和連接到音頻輸出端112”'的一對差分輸出端。音頻輸出端112”'可連接以驅(qū)動揚(yáng)聲器或擴(kuò)音器(未圖示)。在每個相應(yīng)差分輸出端與差分輸入端之間的反饋路徑具有與反饋開關(guān)820、820'和電阻822、822'的串聯(lián)布置并聯(lián)的固定電阻824、824'的布置。電阻822、822'可被稱為可切換電阻。相應(yīng)開關(guān)820、820'和可切換電阻822、822'的串聯(lián)布置可被認(rèn)為是可切換電阻器。反饋開關(guān)820、820'具有通過控制線804'連接到控制器802的控制輸入端。應(yīng)了解，例如開關(guān)820、820'可被實(shí)施為晶體管，例如mos或雙極晶體管。固定電阻824、824'中的每個固定電阻的值可彼此相等，并且被表示為rfb。可切換電阻822、822'中的每個可切換電阻的值可為rfb/(g-1)的值，其中g(shù)為可為整數(shù)值的增益因數(shù)的值。d類放大器電路826，固定電阻，開關(guān)820、820'和可切換電阻822、822'可為可變增益d類放大器828。

在操作中，可變增益d類放大器828可連接到揚(yáng)聲器(未圖示)。可變增益d類放大器828可連接到具有電壓vp的電源，該電壓vp可依據(jù)可變增益d類放大器828所需要的功率而改變。idac816可通過恒定電流基準(zhǔn)idacref被供電，該恒定電流基準(zhǔn)idacref具有可根據(jù)供電電壓vp的最大值確定的值。應(yīng)了解，放大器系統(tǒng)800中的另一個電路系統(tǒng)可取決于功率需求在電壓vp或不同的較低供電電壓下被供電。

在可被稱為低功率操作模式的第一操作模式中，電壓vp可處于第一電平，該第一電平可例如為來自電池電源的電壓。在此第一低功率操作模式中，控制器802可控制增益校正器809以將噪聲整形器810的輸入端連接到增益校正模塊806的輸出端，該增益校正模塊806將增益因數(shù)g應(yīng)用到數(shù)字音頻輸入信號。控制器802可閉合相應(yīng)開關(guān)820、820'，通過控制相應(yīng)開關(guān)820、820'閉合可切換電阻822、822'。在此情況下，有效反饋電阻值為與相應(yīng)可切換電阻器822、822'(rfb/(g-1))的電阻值并聯(lián)的固定電阻824、824'(rfb)的電阻值，換句話說，rfb/g的有效值。由于d類放大器的增益線性地取決于電阻值，可變增益d類放大器828的增益減小到因數(shù)g分之一。

在可被稱為高功率操作模式的第二操作模式中，電壓vp可處于第二較高電平，該第二較高電平可例如為來自電池電源的升壓供電電壓。供電電壓可通過dc升壓轉(zhuǎn)換器(未圖示)升壓。在此第二高功率操作模式中，控制器802可控制增益校正器809以將噪聲整形器810的輸入端直接連接到數(shù)字音頻輸入端。從而，相比于第一低功率操作模式，在此階段處應(yīng)用的增益減小到因數(shù)g分之一?？刂破?02可通過控制相應(yīng)的開關(guān)820、820'將可切換電阻822、822'斷路。在此情況下有效反饋電阻值為固定電阻824、824'的電阻值，換句話說，rfb，其為與第一操作模式進(jìn)行比較的因數(shù)g的增益增大。從而，放大器系統(tǒng)800的總增益保持與第一低功率操作模式相同。

通過在較低電源值處在數(shù)字域中具有較大比例的總增益，換句話說，在音頻路徑的數(shù)字前端或數(shù)字部中，在放大器系統(tǒng)800中的總噪聲可減小。在較高電源值處，噪聲可增大，但由于高功率操作模式可僅在較大輸入信號值處被選擇，音頻放大器系統(tǒng)的總信噪比仍然可相同。

檢測器830可從σ延遲調(diào)制器810檢測0值輸出?？刂破?02可延遲在第一操作模式與第二操作模式之間的切換或反之亦然，直到已經(jīng)檢測到預(yù)定數(shù)目的連續(xù)0值。通過延遲在操作模式之間的切換直到已經(jīng)檢測到數(shù)個0值，由于瞬時切換的任何噪聲可另外減小。這在圖12a到12e中另外示出。

圖12a示出典型模擬d類反饋環(huán)路320的積分器輸出端oa1、ob1、oa2、ob2的響應(yīng)的曲線圖850。y軸852為在-400mv與+400mv之間的電壓。x軸858為被示出為每區(qū)段2us的時間。線854、854'示出在量化噪聲被注入到模擬d類反饋環(huán)路320中的情況下，在oa3和ob3的非反相輸入端上的輸入波形。線856示出oa2的響應(yīng)并且線860示出ob2的響應(yīng)?？梢钥闯?，信號類似，但在大部分時間值不同，這導(dǎo)致當(dāng)增益切換時瞬態(tài)響應(yīng)的不同。

瞬態(tài)響應(yīng)的此差別例如在圖12b中示出。圖12b示出曲線圖860，該曲線圖860具有示出增益切換的第一y軸862和示出在-15mv與+15mv之間改變的輸出噪聲的第二y軸866。x軸868為每區(qū)段以5ms單位示出的時間。線864示出在模擬增益因數(shù)為1(高功率操作模式)與1/g(低功率操作模式)之間的增益切換波形。線870示出itu-r468濾波器對增益切換的輸出噪聲電壓vout響應(yīng)。

圖12c示出在y軸870上的最低有效位(lsb)的sigma-delta輸出對在x軸876上的每區(qū)段50us的時間的曲線圖880。線878示出輸出的變化，其中在872處指示4個連續(xù)零的點(diǎn)并在874處指示6個連續(xù)零的點(diǎn)。

圖12d示出模擬d類反饋環(huán)路320中的第一積分器vap-vbp的輸出電壓之間的差別vp和模擬d類反饋環(huán)路320中的第二積分器vam-vbm的輸出電壓之間的差別vm中的對應(yīng)變化的曲線圖890，該曲線圖890針對如圖12c中的相同時間間隔所示。y軸892在-60mv與+60mv之間變化。x軸894表示每區(qū)段50us的時間。線896示出隨時間的vp變化并且線898示出隨時間的vm變化?？梢钥闯?，當(dāng)sigma-delta調(diào)制器在點(diǎn)872'和874'處產(chǎn)生連續(xù)0輸出樣本時，這些電壓差別趨于零。

延遲過渡直到已經(jīng)在所得濾波器響應(yīng)上檢測到連續(xù)零為止的效果示出在圖12e中，該圖12e示出曲線圖900，該曲線圖900示出同步到連續(xù)零的低噪聲與高功率模式之間的切換。

曲線圖900具有示出增益切換的第一y軸910和示出在-100uv與+100uv之間改變的輸出噪聲的第二y軸904。x軸908表示每區(qū)段5ms的時間。線912示出在模擬增益因數(shù)為1(高功率操作模式)與1/g(低功率或代噪聲操作模式)之間的增益切換波形。線906示出在音頻路徑的輸出端處的電壓vout。

可以看出，僅小模式過渡響應(yīng)可以見于從高功率模式到低噪聲模式的最后過渡中。在模式過渡之后的最不利情況響應(yīng)可小于500v。在模式過渡命令與對應(yīng)序列的連續(xù)零的第一次出現(xiàn)之間的平均時延對于低噪聲到高功率過渡可為100s，并且對于高功率到低噪聲過渡可為2ms。

圖13示出可被實(shí)施為集成電路的放大器系統(tǒng)950?？刂破?82可包括i²c接口960和i²s接口958、數(shù)字信號處理器(dsp)956、低通上采樣濾波器954和可包括ram和/或rom的存儲器952。技術(shù)人員將理解，在控制器982中描述的元件可經(jīng)由控制和/或數(shù)據(jù)總線連接在一起?？刂破?82的輸出端可連接到dc-dc升壓電路962。dc-dc升壓電路962可將升壓電壓供應(yīng)到可變增益d類放大器964。

可包括sigma-delta調(diào)制器和數(shù)字脈寬調(diào)制器的可變增益數(shù)字音頻處理器966可具有連接到低通上采樣濾波器710的輸出端的輸入端。可變增益數(shù)字音頻處理器966的輸出端可連接到數(shù)/模轉(zhuǎn)換器984。數(shù)/模轉(zhuǎn)換器984的輸出端可連接到可變增益d類放大器964。

可變增益d類放大器964可包括d類放大器電路980，該d類放大器電路980具有一對差分輸入端和一對差分輸出端。在操作中，差分輸出端可用于驅(qū)動揚(yáng)聲器或擴(kuò)音器978?？勺冊鲆鎑類放大器964可另外包括在每個相應(yīng)差分輸出端與差分輸入端之間的反饋路徑，該反饋路徑具有固定電阻972、972'的并聯(lián)布置與mos電晶體968、968'和電阻970、970'的串聯(lián)布置，該電阻970、970'將被稱作可切換電阻。mos晶體管968、968'的柵極可連接到控制器982。固定電阻972、972'中的每個固定電阻的值可彼此相等，并且被表示為rfb?？汕袚Q電阻970、970'中的每個可切換電阻的值可為rfb/(g-1)的值，其中g(shù)為可為整數(shù)值的增益因數(shù)的值。

可變增益d類放大器964的輸出端可連接到和保持電路976。采樣和保持電路976的輸出端可連接到模數(shù)轉(zhuǎn)換器974的輸入端。模數(shù)轉(zhuǎn)換器974的輸出端可連接到控制器982。

在可被稱為低功率操作模式的第一操作模式中，控制器982可在跟隨器模式中配置dc-dc升壓器962，其中輸出跟隨來自電池vbat的供應(yīng)，因此升壓器輸出電壓vbst與電池電壓供應(yīng)vbat近似相等。在此第一低功率或低噪聲操作模式中，控制器982可控制可變增益處理器966以將增益因數(shù)g應(yīng)用到音頻信號?？刂破?82可接通mos晶體管968、968'。在此情況下有效反饋電阻值為與相應(yīng)可切換電阻器970、970'的電阻值rfb/(g-1))并聯(lián)的固定電阻972、972'(rfb)的電阻值，換句話說，rfb/g的有效值。由于d類放大器的增益線性地取決于電阻值，反饋電阻的有效值已減小到因數(shù)g分之一，可變增益d類放大器178的增益減小到因數(shù)g分之一。

在可被稱為高功率操作模式的第二操作模式中，控制器可控制dc-dc升壓器962以遞送升壓電壓vbst>vbat。這可以例如響應(yīng)于控制器在i2s輸入模塊958上檢測較高輸入信號來完成。在此第二高功率操作模式中，控制器982可控制可變增益處理器966以將單位增益因數(shù)應(yīng)用到音頻信號。從而相比于第一低功率操作模式，在此階段處應(yīng)用的增益減小到因數(shù)g分之一?？刂破?82可斷開mos電晶體968、968'。在此情況下，有效反饋電阻值為固定電阻972、972'的電阻值，換句話說rfb，該rfb為與第一操作模式進(jìn)行比較的因數(shù)g的增益增大。從而，放大器系統(tǒng)950的總增益保持與第一低功率操作模式相同。

通過在較低電源值處在數(shù)字域中具有較大比例的總增益，放大器系統(tǒng)950中的總噪聲可減小。在較高電源值處，噪聲可增大，但由于高功率操作模式可以僅在較大輸入信號值處被選擇，音頻放大器系統(tǒng)的總信噪比仍然可以相同。

本文所述的音頻放大器系統(tǒng)包括：用于處理數(shù)字音頻信號的可變增益音頻處理器；耦合到音頻處理器并且被配置成接收經(jīng)處理數(shù)字音頻信號的數(shù)/模轉(zhuǎn)換器；具有耦合到數(shù)/模轉(zhuǎn)換器的輸出端并且可操作地連接到電源的輸入端的可變增益放大器；耦合到可變增益音頻處理器和可變增益放大器并且被配置成使音頻放大器系統(tǒng)在第一操作模式與第二操作模式之間切換的控制器，該第一操作模式具有第一電源電壓值，該第二操作模式具有第二較高電源電壓值；其中控制器在第一操作模式中可操作以將音頻放大器系統(tǒng)增益設(shè)置為所期望的增益值，并且在第二操作模式中另外可操作以通過相對于第一操作模式增大可變增益放大器的增益和減小可變增益音頻處理器的增益來保持所期望的增益值。

本文描述的放大器系統(tǒng)的例子可并入到移動設(shè)備(例如，移動電話、智能手表和其它可穿戴設(shè)備、膝上型計(jì)算機(jī)、平板計(jì)算機(jī)、助聽器、便攜式醫(yī)療設(shè)備以及便攜式音頻播放器)中。

盡管所附權(quán)利要求書是針對特定特征組合，但應(yīng)理解，本發(fā)明的公開內(nèi)容的范圍還包括本文中明確地或隱含地公開的任何新穎特征或任何新穎特征組合或其任何一般化，而不管其是否涉及與當(dāng)前在任何權(quán)利要求中主張的本發(fā)明相同的發(fā)明或其是否緩解與本發(fā)明所緩解的任一或全部技術(shù)問題相同的技術(shù)問題。

在單獨(dú)實(shí)施例的上下文中描述的特征也可以組合地提供于單個實(shí)施例中。相反，為了簡潔起見，在單個實(shí)施例的上下文中描述的多種特征也可以分開提供或以任何合適的子組合形式提供。

申請人特此提醒，在審查本申請案或由此衍生的任何另外的申請案期間，可根據(jù)此類特征和/或此類特征的組合而制訂新的權(quán)利要求。

為完整性起見，還規(guī)定術(shù)語“包括”不排除其它元件或步驟，術(shù)語“一”不排除多個，單個處理器或其它單元可實(shí)現(xiàn)在權(quán)利要求中所述的若干裝置的功能，且權(quán)利要求中的附圖標(biāo)記不應(yīng)被解釋為限制權(quán)利要求的范圍。