的級(jí) 聯(lián)。用這種方式，可以實(shí)現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的信號(hào)傳遞函數(shù)，其通過具有平坦的幅度響應(yīng)和最小 的相移來盡可能小地影響頻率選擇電路的信號(hào)傳遞函數(shù)。
[0024] 當(dāng)A-E轉(zhuǎn)換器具有連續(xù)時(shí)間環(huán)路濾波器的情況下，在以下情況下能夠?qū)崿F(xiàn)類似 的影響：電阻器與電容器串聯(lián)耦合，所述電容器耦合在所述模擬濾波器的至少一個(gè)積分器 的運(yùn)算放大器的輸出和輸入之間或所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的環(huán)路濾波器的輸出和輸入之間。
[0025] 在一些實(shí)施例中，該電路還被配置為具有在從所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器到所述模擬濾波器 的反饋路徑中插入的零點(diǎn)。在反饋路徑中插入零點(diǎn)允許對(duì)反饋數(shù)模轉(zhuǎn)換器的傳遞函數(shù)在整 個(gè)頻率選擇性電路上可能具有的影響進(jìn)行補(bǔ)償?？梢酝ㄟ^從數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸出到模擬濾波 器的輸出的直接路徑來實(shí)現(xiàn)所述零點(diǎn)。備選地，當(dāng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器是A-E轉(zhuǎn)換器時(shí)，可以通過 所述A-E轉(zhuǎn)換器的環(huán)路濾波器的修改后的反饋系數(shù)來實(shí)現(xiàn)零點(diǎn)。
【附圖說明】
[0026] 現(xiàn)在將參照以下附圖更全面地描述本發(fā)明的實(shí)施例，其中：
[0027] 圖1示出了典型射頻收發(fā)機(jī)的框圖；
[0028] 圖2示出了A-E模數(shù)轉(zhuǎn)換器的框圖；
[0029] 圖3示出了圖2的A-E模數(shù)轉(zhuǎn)換器的簡單噪聲模型；
[0030] 圖4示出了已知信道選擇濾波器（所謂的低通Rauch濾波器）的示例；
[0031] 圖5示出了信道選擇濾波器，在信道選擇濾波器中已經(jīng)用ADC-DAC級(jí)聯(lián)代替了反 饋電阻器；
[0032] 圖6示出了具有兩個(gè)積分器電路的Tow-Thomas雙二階型濾波器的示例；
[0033] 圖7示出了具有建模為電壓源的ADC噪聲的圖6的濾波器；
[0034] 圖8示出了具有反饋路徑的備選路由的簡化Tow-Thomas雙二階型濾波器；
[0035] 圖9示出了使用針對(duì)兩個(gè)反饋路徑的一個(gè)公共模數(shù)轉(zhuǎn)換器與模數(shù)轉(zhuǎn)換器合并的 Tow-Thomas雙二階型濾波器；
[0036] 圖10示出了使用每個(gè)反饋路徑中的單獨(dú)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器與模數(shù)轉(zhuǎn)換器合并的 Tow-Thomas雙二階型濾波器；
[0037] 圖11示出了從A-E調(diào)制器到圖9或圖10的濾波器輸出的噪聲傳遞函數(shù)；
[0038] 圖12示出了具有附加前饋路徑的三階連續(xù)時(shí)間A-E調(diào)制器的示例；
[0039] 圖13示出了合并的A-E轉(zhuǎn)換器和濾波器的信號(hào)傳遞函數(shù)；
[0040] 圖14示出了在頻率選擇性電路中合并模擬濾波器和模數(shù)濾波器的另一種方式；
[0041] 圖15示出了當(dāng)模數(shù)濾波器是A-E調(diào)制器時(shí)圖14的電路；
[0042] 圖16示出了具有單獨(dú)的反饋DAC的三階模擬濾波器的示例，其中使用電阻器形成 圍繞兩個(gè)積分器的諧振器環(huán)路；
[0043] 圖17示出了具有和不具有圍繞兩個(gè)積分器的諧振器環(huán)路的三階模擬濾波器的信 號(hào)傳遞函數(shù)和噪聲傳遞函數(shù)；
[0044] 圖18示出了由于采樣/保持和延遲導(dǎo)致的反饋數(shù)模轉(zhuǎn)換器的傳遞函數(shù)引起的頻 率選擇性電路的信號(hào)傳遞函數(shù)的影響的圖表；
[0045] 圖19示出了如何通過在反饋路徑中插入零點(diǎn)來完成對(duì)DACSM1和DAC延遲的頻 率補(bǔ)償；
[0046] 圖20示出了如何通過調(diào)整模擬濾波器的反饋系數(shù)和添加從反饋DAC到模擬濾波 器輸出的直接路徑來實(shí)現(xiàn)圖19中的零點(diǎn)；
[0047] 圖21示出了如何通過調(diào)整A-E調(diào)制器環(huán)路濾波器的反饋系數(shù)來實(shí)現(xiàn)圖19的零 占.
[0048] 圖22示出了由于反饋數(shù)模轉(zhuǎn)換器的傳遞函數(shù)導(dǎo)致的對(duì)頻率選擇性電路的信號(hào)傳 遞函數(shù)的影響的圖表；以及
[0049] 圖23示出了如何實(shí)現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的信號(hào)傳遞函數(shù)以使它對(duì)頻率選擇性電路的信 號(hào)傳遞函數(shù)的影響最小化的示例。
【具體實(shí)施方式】
[0050]圖1示出了其中可以使用本發(fā)明的典型RF收發(fā)機(jī)1的框圖。收發(fā)機(jī)1具有接收 機(jī)部分和發(fā)射機(jī)部分。大多數(shù)現(xiàn)代收發(fā)機(jī)解決方案使用直接轉(zhuǎn)換（或低IF)接收機(jī)和發(fā)射 機(jī)結(jié)構(gòu)，以減少復(fù)雜度并使功耗最小。接收機(jī)和發(fā)射機(jī)使用正交本地振蕩器信號(hào)。
[0051] 天線2和發(fā)射機(jī)/接收機(jī)開關(guān)3連接。發(fā)射機(jī)部分包括功率放大器4和PA匹配 和濾波塊5,但是以下將不進(jìn)行詳細(xì)描述。
[0052] 在接收機(jī)部分中，（分別對(duì)于頻分復(fù)用FDD或時(shí)分復(fù)用TDD系統(tǒng)）來自發(fā)射機(jī)/接 收機(jī)開關(guān)3的信號(hào)被饋送至雙工器或RX濾波器6 (例如，表面聲波（SAW)濾波器），雙工器 或RX濾波器6在RX混頻器之前提供僅有的頻率選擇性。將信號(hào)從雙工器或RX濾波器6 通過低噪聲放大器7饋送至RX正交混頻器8、9,在RX正交混頻器8、9中通過將接收的信號(hào) 與正交本地振蕩信號(hào)混合來將接收到的信息轉(zhuǎn)換至基帶頻率（即下變頻為DC或接近DC)。 這通常是通過以下方式生成的：在分頻器11中通過因子2或更大的偶數(shù)來劃分來自負(fù)責(zé)頻 率生成的本地振蕩器或合成器10的本地振蕩器信號(hào)。來自混頻器8、9的兩個(gè)輸出是同相 分量和正交分量，并且它們?cè)诒荒?shù)轉(zhuǎn)換器單元14和15轉(zhuǎn)換為數(shù)字值之前在信道選擇濾 波器12和13中進(jìn)行低通濾波，并在基帶處理級(jí)中進(jìn)行進(jìn)一步處理。
[0053] 在RX頻帶中，來自終端自身發(fā)射機(jī)（TX)的相鄰信道信號(hào)和泄漏會(huì)比想要的信號(hào) 強(qiáng)得多。通常通過跟在RX混頻器8、9之后的信道選擇濾波器（CSF)12、13來抑制這些信道 外信號(hào)。取決于CSF，所有電路必須支持在LNA輸入處呈現(xiàn)的想要的信號(hào)和所有信道外信號(hào) 的全動(dòng)態(tài)范圍（DR)，包括針對(duì)適當(dāng)?shù)男盘?hào)檢測所需噪聲和干擾基底的足夠余量。對(duì)于低噪 聲放大器（LNA) 7,該基底由其輸入信號(hào)的熱噪聲確定，并且最大信號(hào)受電源電壓和它的偏 置電流限制。對(duì)于后續(xù)級(jí)增加了信號(hào)功率，并且由于功耗的原因，這意味著在電源電壓對(duì)于 全部電路（大致）相同時(shí)施加加強(qiáng)動(dòng)態(tài)范圍上限的某一電壓增益（例如30dB)。
[0054] 說明書的以下部分將涉及與模數(shù)轉(zhuǎn)換器單元14或15相結(jié)合的信道選擇濾波器12 或13。
[0055] 如圖2所示，模數(shù)轉(zhuǎn)換器單元14 (或15)可以是A-EADC，A-EADC是一種非 常常見的ADC拓?fù)?。在這種拓?fù)渲?，通過量化器22之前的濾波器21(-組積分器）饋送輸 入信號(hào)Vl。量化器22僅具有以比信號(hào)帶寬高得多的速率采樣的幾個(gè)輸出比特；通常量化器 22僅是單比特比較器并且僅在很少情況下使用多于4比特。量化器輸出&被路由至數(shù)模 轉(zhuǎn)換器（DAC) 23,在加法器24中從ADC輸入處的輸入信號(hào)中減去數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC) 23的輸 出，由此形成反饋回路。量化器輸出也是ADC的數(shù)字化輸出。因此，A-EADC充當(dāng)信號(hào)跟 隨器，其中數(shù)字輸出流表示輸入信號(hào)（例如，電壓）。為了提高ADC分辨率，對(duì)數(shù)字ADC輸出 流進(jìn)行濾波和下采樣以提供想要的信號(hào)的附加選擇性和增加的分辨率。圖3示出了圖2的 A-EADC采樣的簡單噪聲模型。
[0056] 對(duì)于帶內(nèi)信號(hào)，A-EADC限幅在最后一級(jí)（即量化器）中發(fā)生，并對(duì)于單比特比 較器，導(dǎo)致具有大多數(shù)為1或〇的輸出序列（對(duì)于多比特量化器，大多數(shù)得到最高或最低碼 字的序列）。
[0057]對(duì)于信道外信號(hào)和干擾，隨著剪切信號(hào)的頻率偏移量增加（即，想要的和不想要 的信號(hào)之間的頻率差異增加），限幅在信號(hào)鏈中逐漸地提早發(fā)生，并且對(duì)于非常高的頻率偏 移量，通常由第一ADC積分器限制信號(hào)。第一積分器也是限制ADC較低頻率噪聲基底的級(jí)。 因此，需要仔細(xì)地設(shè)計(jì)該級(jí)，以處理線性和增加其復(fù)雜度的噪聲。此外，ADC信道上噪聲基 底需要與CSF的輸出信道上噪聲基底相似或優(yōu)選地低于CSF的輸出信道上噪聲基底，以不 過度限制RX靈敏度。
[0058]A-EADC可以是連續(xù)或離散時(shí)間的。在前一種情況下，ADC濾波器是模擬連續(xù)時(shí) 間濾波器并通過量化器來實(shí)現(xiàn)采樣，在后一種情況下，通常是在前向路徑中用開關(guān)電容濾 波器，在ADC之前完成采樣，并對(duì)整個(gè)ADC采樣。由于噪聲原因，ADC濾波器通常與前面的 模擬信道選擇濾波器具有相似的復(fù)雜度。
[0059] 圖4中示出了已知信道選擇濾波器12(所謂的低通Rauch濾波器）的示例。信道 選擇濾波器12從信號(hào)源Iin接收模擬輸入信號(hào)，信號(hào)源I^這里表示下變頻混頻器8的輸 出。信道選擇濾波器12包括低通濾波電容器Q和積分器電路，積分器電路包括運(yùn)算放大 器31、電容器C2和電阻器Ri。運(yùn)算放大器31的輸出信號(hào)經(jīng)由電容器C2反饋至運(yùn)算放 大器31的反相輸入，并經(jīng)由電阻器Rfb反饋至輸入端。輸入端經(jīng)由電阻器L與反相輸入連 接。運(yùn)算放大器31的非反相輸入與地連接。積分器充當(dāng)?shù)屯V波器，并選擇電容器(： 2和 電阻器&的值以提供與想要信道的帶寬相對(duì)應(yīng)的截止頻率。如圖1中所示，信道選擇濾波 器12的輸出信號(hào)與模數(shù)轉(zhuǎn)換器14連接。
[0060] 為了增加RX的集成度，希望組合ADC和信道選擇濾波器，使（一些）濾波器積分 器也可以為抑制ADC噪聲做貢獻(xiàn)。此外，對(duì)于多標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)，希望將大多數(shù)選擇性移至數(shù)字 域中，在數(shù)字域中能夠?qū)崿F(xiàn)靈活和更緊湊的濾波器響應(yīng)，并且具有隨頻率偏移量增加的壓 縮點(diǎn)的ADC將實(shí)現(xiàn)數(shù)字域內(nèi)的更多濾波。因此，低信道上噪聲基底和高信道外壓縮點(diǎn)是ADC 的期望特征。
[0061] 如上所述，已經(jīng)在W0 2012/073117中提議可以通過使ADC成為CSF的一部分，來 降低ADC的噪聲貢獻(xiàn)。他們提議通過ADC-DAC級(jí)聯(lián)33來替換低通Rauch濾波器中的反饋 電阻器Rfb，如圖5中所示，其中ADC-DAC級(jí)聯(lián)33包括